【導讀】LLC轉(zhuǎn)換器憑借簡單、高效的優(yōu)點而成為廣泛用于PC、服務(wù)器和電視電源的拓撲結(jié)構(gòu)。其諧振操作可實現(xiàn)全負載范圍的軟開關(guān)，從而成為高頻和高功率密度設(shè)計的理想選擇。此外，LLC轉(zhuǎn)換器采用電容濾波器，無需輸出濾波電感。有了電容濾波器，LLC轉(zhuǎn)換器還可以使用額定電壓較低的整流器，從而降低系統(tǒng)成本。此外，次級側(cè)整流器可實現(xiàn)零電流轉(zhuǎn)換，大大減少了反向恢復損耗。利用LLC拓撲結(jié)構(gòu)的各項優(yōu)勢，可進一步提高效率，降低輸出整流器的損耗。
用于LLC諧振轉(zhuǎn)換器的同步整流器
使用二極管整流器時，如圖1所示，全部輸出電流流過輸出二極管。對于低電壓或高輸出電流應(yīng)用，這些二極管整流器中存在顯著的效率損失和熱應(yīng)力。
圖1.帶二極管整流器的LLC轉(zhuǎn)換器
如果二極管用固定的正向電壓降VF建模，則可以基于等式1估計每個整流二極管的損耗。，采取這樣的方式計算，對于具有0.5V正向壓降的12V，10A輸出設(shè)計來說，每個二極管產(chǎn)生2.5W的損耗，這意味著總效率損失約為4%。
使用如圖2所示的同步整流器（SR），MOSFET上的電壓降可能遠低于典型的二極管正向電壓。
對于相同的設(shè)計，如果用MOSFET替換整流二極管，并通過適當?shù)目刂疲梢允褂霉?計算傳導損耗，次級側(cè)電流形狀與圖3所示的正弦曲線類似。使用4 mΩ RDSon，每個整流器損耗可降至0.247 W，相當于總效率損失0.4%。
圖2.帶同步整流器的LLC轉(zhuǎn)換器
圖3.LLC次級側(cè)電流
LLC同步整流器控制的設(shè)計挑戰(zhàn)
可以通過監(jiān)測其漏極-源極電壓（VDS）來控制同步整流器。在同步整流器導通之前，電流流過其體二極管。體二極管正向電壓降可用于觸發(fā)同步整流器導通。在同步整流器導通后，其導通電阻變?yōu)殡娏鳈z測電阻，VDS可用于在電流反轉(zhuǎn)之前檢測電流以關(guān)斷同步整流器。盡管控制方法非常簡單，但LLC諧振轉(zhuǎn)換器同步整流器控制仍存在一些設(shè)計挑戰(zhàn)。
同步整流器關(guān)斷時間：LLC同步整流器控制的最大挑戰(zhàn)是在正確的時間關(guān)斷同步整流器。與反激式轉(zhuǎn)換器不同，LLC同步整流器通常承載更高的電流并具有更高的di/dt。如圖4所示，檢測電壓VSENSE用于同步整流器控制。
它包括RDSon壓降（VSR）和由di/dt引起的封裝電感（LD，LS）上的偏移電壓。對于高di/dt和封裝電感，該偏移電壓可能很大并且同步整流器經(jīng)常過早關(guān)斷，這導致較長的體二極管導通時間和較大的傳導損耗。
圖4.同步整流器控制器檢測到的電壓
突發(fā)模式運行：與LLC轉(zhuǎn)換器中使用的同步整流器相關(guān)的另一個挑戰(zhàn)是突發(fā)模式運行。在突發(fā)模式期間，兩個初級側(cè)開關(guān)都將關(guān)斷。開關(guān)節(jié)點電容器與LLC變壓器磁化電感器諧振。這種低頻寄生振蕩有潛在的可能使同步整流器錯誤地導通并使輸出將能量傳遞到初級側(cè)，這將導致更多的傳導損耗。
低待機功率：即使同步整流器節(jié)省了傳導損耗，由于控制電路和柵極驅(qū)動器損耗，它們也會給系統(tǒng)增加額外的損耗。由于節(jié)省了大量傳導損耗，因此在較重負載下這種額外損耗微不足道。但是，在空載條件下，將SR控制器置于待機模式并使用SR體二極管進行整流，可以高效地禁用SR控制器。
可靠性問題：由于電容濾波器的存在，如果兩個同步整流器同時導通，則輸出將通過變壓器短路，并且預計會發(fā)生災(zāi)難性故障。防止兩個同步整流器同時導通至關(guān)重要，甚至應(yīng)該考慮到由電路噪聲引起的錯誤觸發(fā)。
用于LLC轉(zhuǎn)換器的UCC24624同步整流器控制器
為了實現(xiàn)更好的LLC諧振轉(zhuǎn)換器效率，可引入UCC24624雙同步整流器控制器與LLC控制器（如UCC25360系列）一起使用。
UCC24624實現(xiàn)了同步整流器控制的VDS檢測，以及針對LLC同步整流器控制挑戰(zhàn)的各種功能，使其成為實現(xiàn)高效LLC設(shè)計的理想解決方案。
為解決同步整流器提前關(guān)斷的挑戰(zhàn)，UCC24624實現(xiàn)了比例柵極驅(qū)動，以及可調(diào)節(jié)的+ 10.5 mV關(guān)斷閾值。比例柵極驅(qū)動在電流下降沿降低同步整流器柵極電壓。降低的柵極驅(qū)動電壓會增加同步整流器MOSFET RDSon，從而導致同步整流器上的壓降更高。這種增加的壓降超過了封裝電感引起的偏移電壓。加上正關(guān)斷閾值，UCC24624可將體二極管導通時間降至最低。為了使具有更高寄生電感的封裝（例如TO-220）更好地工作，通過使用從VSS引腳到同步整流器MOSFET源極引腳的外部偏移電阻，UCC24624可讓設(shè)計人員進一步提高其關(guān)斷閾值。這使得控制器更少受到MOSFET封裝的影響。
圖5.用于LLC轉(zhuǎn)換器的UCC24624雙同步整流器控制器
為了改善突發(fā)模式運行，除了傳統(tǒng)的停機消隱的方式外，UCC24624還采用自適應(yīng)導通延遲時間。在正常運行期間，導通延遲保持很短，從而縮短體二極管導通時間并提高效率。在突發(fā)模式運行期間，同步整流器運行從互補方式變?yōu)闊o轉(zhuǎn)換方式。UCC24624可通過這一指示檢測LLC是否已進入突發(fā)模式運行。這可增加導通延遲時間，有助于抑制寄生振蕩。在輕負載條件下，為提供額外的噪聲抑制，導通延遲也會增加。自適應(yīng)導通延遲時間的這一性能，有助于在不犧牲效率性能的情況下抑制噪聲。
UCC24624還具有內(nèi)置的自動待機模式檢測電路，而無需使用外部元件。對于空載時的LLC轉(zhuǎn)換器，轉(zhuǎn)換器以突發(fā)模式運行以調(diào)節(jié)輸出電壓。每個開關(guān)周期中的LLC同步整流器導通時間仍然很長，而轉(zhuǎn)換器的平均開關(guān)頻率非常低。UCC24624根據(jù)轉(zhuǎn)換器平均開關(guān)頻率檢測輕載條件。它可使控制器在空載時進入待機模式，有助于實現(xiàn)低待機功耗。
為了提高可靠性并防止兩個同步整流器同時導通，將互鎖邏輯應(yīng)用于同步整流器控制的兩個通道。在一個通道處于同步整流器導通時間期間，同時禁止另一個通道同步整流器導通。即使在系統(tǒng)噪聲的干擾下，互鎖邏輯仍可提高運行的可靠性。
總結(jié)
憑借所有內(nèi)置智能以及TI UCC25630系列LLC控制器，UCC24624為LLC轉(zhuǎn)換器設(shè)計中的同步整流器控制提供了高效、經(jīng)濟的解決方案。
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