【導讀】針對用戶需要更快互聯(lián)網(wǎng)連接的趨勢,有線電視行業(yè)已開發(fā)新的網(wǎng)絡架構,以便為用戶提供數(shù)Gb服務。該光纖深入方法采用遠程PHY設備(RPD),通過使用數(shù)字光纖將關鍵硬件移到更靠近用戶的位置。這可與無線(蜂窩)網(wǎng)絡中的遠程射頻頭相媲美,可節(jié)約空間,減少前端散熱,但也為遠程設備帶來了新的設計挑戰(zhàn)。
雖然有線電視信號絕對頻率較低,但其帶寬比無線信號寬得多,從108 MHz到1218 MHz擴展了幾個倍頻程,并具有多個帶內諧波。RPD讓設計人員面臨諸多挑戰(zhàn),包括RF和混合信號硬件必須涵蓋更寬的頻率范圍,具有更高的RF功率、更低的底噪和更好的線性度,同時消耗更少的直流功耗。每個下行末級RF放大器的功率通常為18 W,對于4端口系統(tǒng),這大約是通常能夠提供給RPD(由RPD消耗)的140 W至160 W功率預算的50%。
將ADI的有線電視數(shù)字預失真(DPD)效率增強技術,應用于DPD優(yōu)化功率倍增器(ADCA3992),并結合先進的高速數(shù)據(jù)轉換器技術,利用單個DAC(例如 AD9162),和單個ADC(如AD9208), 以及高度集成的時鐘解決方案(HMC7044) ,來實現(xiàn)全頻帶DPD。
本文介紹遠程PHY的演進,以及ADI公司如何使用專有DPD并將ADI的算法和IP內核集成到OEM的現(xiàn)有FPGA部署中來解決效率和線性度挑戰(zhàn)。
背景知識
自從60多年前作為社區(qū)接入電視(CATV)引入,有線電視已從簡單的單向(僅下行)模擬鏈路發(fā)展為復雜的多模、多頻道雙向系統(tǒng)(包括上行或反向路徑),支持模擬電視、基于IP的標清(SD)和高清(HD)數(shù)字電視以及高速數(shù)據(jù)互聯(lián)網(wǎng)下載和上傳。這些服務由多個系統(tǒng)運營商(MSO)提供。
有線數(shù)據(jù)和數(shù)字電視服務把使用CableLabs及相關參與公司制定的有線電纜數(shù)據(jù)系統(tǒng)接口規(guī)范(DOCSIS)的數(shù)據(jù)提供給消費者。前端系統(tǒng)(電纜調制解調器終端系統(tǒng)或CMTS)的配置經(jīng)過了多次演進,包括添加EdgeQAM調制器作為獨立單元,或與CMTS集成為有線電視融合接入技術平臺(CCAP)的一部分。對下行數(shù)據(jù)容量的需求現(xiàn)在正以約50%的復合年增長率(CAGR)增加,這意味著需求約每21個月翻一番。1 為了滿足這種需求,自從1997年發(fā)布DOCSIS 1.0以來,下行數(shù)據(jù)速率已從40 Mbps增加到1.2 Gbps(通過廣泛部署實施DOCSIS 3.0)。
這些下行數(shù)據(jù)速率的提高通過結合使用多項技術來實現(xiàn),包括頻道綁定、更復雜的調制(從64 QAM移至256 QAM)和更高的下行頻率上限(從550 MHz至750 MHz至1002 MHz)。在美國,所有這些都是在保留傳統(tǒng)模擬電視服務6 MHz頻道規(guī)劃的情況下實現(xiàn)的(EuroDOCSIS和C-DOCSIS為8 MHz),但為了支持高達10 Gbps的下行速率,有必要做出更根本的改變,于是在2013年,發(fā)布了DOCSIS 3.1標準。在保留對傳統(tǒng)標準支持的同時,DOCSIS 3.1采用頻譜效率更高的正交頻分多路復用(OFDM)技術,頻道帶寬高達190 MHz,支持高達4096 QAM。此外,下行頻率范圍的頻率上限增加了超過20%,達到1218 MHz,并可選擇擴展到1794 MHz。
但有一點始終沒有改變,都是使用具有75 Ω阻抗的同軸電纜物理連接到用戶電纜調制解調器。在20世紀90年代之前,系統(tǒng)前端和用戶之間使用100%同軸電纜,但最新部署為混合光纖銅纜(HFC)。在HFC中,模擬電光轉換器連接到前端的同軸輸出;然后信號通過光纖傳輸至靠近服務區(qū)的節(jié)點,再通過光電轉換器,最終經(jīng)同軸電纜分配給用戶。通過架空或地下電纜與用戶的這最后一英里連接成為系統(tǒng)瓶頸,但升級到光纖到戶(FTTH)鏈路的成本很高且具有破壞性,因此有線電視MSO決定充分利用現(xiàn)有的同軸電纜資產(chǎn)。與雙絞線電話線相比,同軸電纜提供了一個相對良好的環(huán)境,本身能夠屏蔽干擾或串擾,并且因阻抗不匹配產(chǎn)生適度的信號反射。但是,從節(jié)點到最遠用戶達1200英尺的典型距離下,頻率相關損耗特征明顯(108 MHz和1002 MHz之間存在近17 dB的斜率),需要插入具有高通響應的RF濾波器進行預加重或傾斜。
圖1.使用HFC部署有線電視。
在典型的HFC部署中(如圖1所示),從光纖節(jié)點連接的一根主干同軸電纜可服務數(shù)百個用戶,通過多路RF分路器將信號分配給子組,然后通過分接頭將分接電纜連接到個人用戶。在典型的節(jié)點+ n系統(tǒng)中,寬帶升壓放大器以固定的間隔插入網(wǎng)絡中,以放大信號電平,確保電纜調制解調器處具有足夠的信噪比(SNR)。
為用戶提供更大的數(shù)據(jù)容量
DOCSIS干線電纜上的可用數(shù)據(jù)帶寬由所有連接用戶共享,并可通過兩種方式為所有用戶提供更多帶寬:
● 提高通過電纜傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率
● 減少連接到電纜的用戶數(shù)量
如前所示,通過使用頻道綁定、更高階的調制方案以及擴展頻譜以提供更多的頻道,可提高關鍵信息(headline)數(shù)據(jù)速率。但是,增加下行容量只是解決方案的一部分,因此,網(wǎng)絡架構也在不斷發(fā)展以減少連接到節(jié)點的用戶數(shù)量,最初是通過節(jié)點分割來實現(xiàn)的,將支持的用戶數(shù)量從最多2000減少到不足500。這種方法有效但成本很高。節(jié)點分割的替代方法是修改網(wǎng)絡架構,通過使用帶數(shù)字光纖鏈路的分布式接入架構(DAA)將物理層(PHY)與CCAP分離,如圖2所示。遠程PHY硬件包含下行調制和RF級以及上行RF級和解調。從CCAP中移除體積龐大且耗電的PHY組件,在前端位置放一個邊緣路由器也能實現(xiàn)虛擬CCAP。
圖2.使用遠程PHY部署有線電視。
數(shù)字光纖的性能遠遠高于模擬光纖,且覆蓋范圍更大(能夠更靈活地確定節(jié)點位置),并且單根光纖支持大約5倍的波長。DAA方法還消除了傳統(tǒng)HFC網(wǎng)絡中的電光和光電轉換。這些轉換限制了光節(jié)點輸出信號的動態(tài)范圍:模擬轉換的底噪和線性度都會影響調制誤差率(MER),這將決定是否能夠支持高數(shù)據(jù)速率所需的高階調制。
挑戰(zhàn)是什么?
光纖深入架構將通過更小的服務組規(guī)模、更自由的頻譜分配和更好的線路末端SNR和MER(DOCSIS 3.1中實現(xiàn)高階調制所必需的),來提升每個用戶的容量。由于數(shù)字光纖和新硬件的位置相對靠近用戶,因此還有機會提供補充服務節(jié)點,如在遠程PHY節(jié)點上添加Wi-Fi接入點。但是,這也會給下行模擬傳輸鏈帶來幾個新的設計挑戰(zhàn)。
DOCSIS 3.1標準將下行頻率上限從1002 MHz擴展到1218 MHz,意味著必須傳輸相當于35個額外的6 MHz頻率通道,且向上傾斜度從17 dB增加到21 dB,如圖3所示。
圖3.頻率相關電纜損耗的傾斜補償。
任何新系統(tǒng)都需要與現(xiàn)有部署保持兼容,因此最高DOCSIS 3.0頻道中的功率(以999 MHz為中心)必須保持不變(通常為57 dBmV),這意味著最高頻道(以1215 MHz為中心)中所需的RF功率為61 dBmV。由于添加了頻道,增加了傾斜度,并且電纜調制解調器需要高SNR,因此節(jié)點輸出端口前的最后一個有源元件,即A類超線性功率放大器(功率倍增器混合)所需的輸出信號電平提高了一倍多,達到76.8 dBmV的復合電平。為了滿足不斷增長的RF功率需求,混合硬件設計人員必須將每端口混合直流偏置功率從10 W左右增加到18 W,并且在某些情況下,必須將直流電源電壓從行業(yè)標準值24 V增加到34 V。由于節(jié)點通常支持多達4個RF端口,每個端口都有其自己的混合端口,并且通常由通過同軸電纜注入的60 V交流電源供電,這就迫使對設計做出重大更改,并產(chǎn)生了新的散熱管理問題。
為了支持采用DOCSIS 3.1的更高階QAM方案,節(jié)點輸出端對MER的苛刻要求已從43 dB增加到48 dB。2 在這樣高的MER要求下,DAC時鐘上的相位噪聲和雜散信號會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。功率倍增器直接影響MER和帶內帶外失真的主要不利因素是非線性失真,包含諧波和交調失真。在108 MHz至1218 MHz的倍頻程工作范圍內,存在多個帶內奇偶次諧波,而在185個D3.0載波(或等效載波)下,會產(chǎn)生一組非常復雜的IM產(chǎn)物。傾斜也有顯著的影響,因為較高頻道中的功率比最低頻道中的功率大100多倍,所以這里會產(chǎn)生顯著的差頻積。峰均功率比(PAPR)超過12 dB。
所有這些因素結合起來,為功率倍增器設計人員帶來了巨大的挑戰(zhàn):更寬的帶寬、更高的峰均功率以及改善線性度。最新的A類GaAs/GaN推挽混合器件(如 ADCA3992)可滿足帶寬、RF功率和線性度要求,但RF系統(tǒng)設計人員所面臨的挑戰(zhàn)無疑是降低功耗:650 mW的RF輸出功率的直流輸入約為18 W時(等效于76.8 dBmV復合電平),直流到RF的轉換效率僅為3.6%。
系統(tǒng)解決方案是什么?
一旦混合設備能夠支持所需的帶寬和功率,解決方案的第一部分就是確保輸出端口前的最后一個有源元件,即混合功率倍增器能夠獲得清晰的信號。通過使用高性能寬帶16位RF DAC(如AD9162)和低相位噪聲、低雜散輻射JESD204B兼容時鐘源(如HMC7044),可在DAC輸出端跨整個DOCSIS 3.1頻率范圍實現(xiàn)約52 dB MER。
解決方案的第二部分更復雜。理想情況下,任何解決方案都會既提高功率倍增器的輸出功率能力又提高MER,同時降低功耗,但它們幾乎是相互對立的:在恒定輸出功率下,降低功耗會使MER性能下降,或者需要損失RF功率性能,才能使MER保持不變。雖然可以使用包絡跟蹤(ET)等技術來提高效率,但創(chuàng)建非常寬的帶寬包絡信號并將ET過程產(chǎn)生的顯著失真線性化將帶來額外的挑戰(zhàn)。
要兼顧效率和MER,具有吸引力的解決方案就是DPD,整個無線蜂窩行業(yè)幾乎普遍采用。數(shù)字預失真(DPD)允許用戶在更高效但非線性更明顯的區(qū)域中運行混合功率倍增器,然后先預先校正數(shù)字域中的失真,再將數(shù)據(jù)發(fā)送到放大器。如圖4所示,DPD在數(shù)據(jù)到達放大器之前對其進行整形,以抵消放大器產(chǎn)生的失真,從而擴大功率倍增器的線性范圍。
圖4.數(shù)字預失真。
在擴大的線性工作范圍中,DPD讓放大器能夠在降低的偏置電流或電源電壓下更自由地運行(從而降低功耗),或提高MER和誤碼率(BER),甚至可能同時兼顧。盡管數(shù)字預失真已廣泛應用于無線蜂窩基礎設施,但在電纜環(huán)境中實施數(shù)字預失真有獨特而又有挑戰(zhàn)性的要求。這包括對超寬帶寬應用線性化,盡量減少實施DPD所需的數(shù)字信號處理功耗,以及在高傾斜頻譜下工作。所有這一切只能通過對硬件、FPGA和軟件進行適度的更改(會增加成本)來實現(xiàn)。
由于通過將放大器驅動到非線性工作區(qū)域來提高效率,多個帶內失真產(chǎn)物給DPD帶來了獨特的挑戰(zhàn)。不僅是大信號帶寬,還有它在頻譜(從直流開始僅為108 MHz)上的位置都對DPD構成了挑戰(zhàn)。有線信號的性質與無線截然不同,無線信號其所需信號的帶寬(例如,60 MHz)比RF中心頻率(例如,2140 MHz)小很多。在典型的108 MHz至1218 MHz DOCSIS 3.1下行分配中,所需信號帶寬為1110 MHz,中心頻率為663 MHz。所有非線性系統(tǒng)都會發(fā)生諧波失真。電纜數(shù)字預失真的重點是帶內諧波失真產(chǎn)物。在典型的無線系統(tǒng)中,三次和五次諧波最重要,因為其他產(chǎn)物在頻帶外,可通過傳統(tǒng)濾波器濾除。在典型的電纜部署中,最低載波的前11個諧波都在頻帶內。
圖5.寬帶電纜應用中寬帶諧波失真的影響
相比只需要考慮奇數(shù)次諧波的無線蜂窩應用,電纜應用中的偶數(shù)次和奇數(shù)次諧波均在頻帶內,可產(chǎn)生多個重疊的失真區(qū)域。這在一定程度上會對任何數(shù)字預失真解決方案的復雜性和精密性產(chǎn)生嚴重影響,因為算法必須通過簡單的窄帶假設。數(shù)字預失真解決方案必須適應所有階次的諧波失真。每個階次k需要[k/2] + 1項(二階:k = 2 → 2項,三階:k = 3 → 2項,四階:k = 4 → 3項等)。在窄帶系統(tǒng)中,偶數(shù)階項可以被忽略,奇數(shù)階在每個目標頻帶內產(chǎn)生1個項。電纜應用中的數(shù)字預失真必須考慮奇數(shù)階和偶數(shù)階諧波失真,并且還必須考慮到每個階可能有多個重疊的帶內元素。
諧波失真校正定位
考慮到傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預失真解決方案的處理在復雜的基帶處完成,我們主要關注對稱位于載波周圍的諧波失真。在寬帶電纜系統(tǒng)中,盡管保持了位于一次諧波周圍的那些項的對稱性,但是這一對稱性不再適用于更高階次的諧波產(chǎn)物。
圖6.寬帶數(shù)字預失真復雜基帶處理中的頻率偏移要求。(a) 傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預失真在復雜基帶處完成。(b) 寬帶電纜數(shù)字預失真、OOB HD必須是頻率偏移以允許RF上變頻。
如圖6a所示,傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預失真在復雜基帶處完成。在這些實例中,僅一次諧波產(chǎn)物在頻帶范圍內,因此其基帶產(chǎn)物直接轉換為RF??紤]寬帶電纜數(shù)字預失真時(圖6b),較高階次的諧波失真必須是頻率偏移,才能使上變頻后的基帶產(chǎn)物正確位于實際RF頻譜中。
圖7.無帶寬限制的理想化數(shù)字預失真方案
圖7概要顯示了一種數(shù)字預失真的實現(xiàn)。在理想情況下,從數(shù)字上變頻器(DUC)(通過數(shù)字預失真)到DAC乃至通過功率倍增器的路徑將沒有帶寬限制。同樣地,觀測路徑上的ADC將對全帶寬進行數(shù)字化。請注意,為了進行說明,我們擴展2倍帶寬的信號路徑;在某些無線蜂窩應用中,可擴展到3至5倍的帶寬。理想方案是通過數(shù)字預失真產(chǎn)生帶內項和帶外項,從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是,為了準確消除失真,需要在目標信號的帶寬之外創(chuàng)建項,這一點非常重要。在實際方案中,信號路徑具有帶寬限制和傾斜特性,數(shù)字預失真性能無法達到理想方案要求。
ADI公司開發(fā)了一個完全實時、閉環(huán)、自適應電纜數(shù)字預失真解決方案,由FPGA結構中的執(zhí)行器和嵌入式處理器中基于軟件的自適應機制組成。該實現(xiàn)方案使用Intel® Arria® 10 660 FPGA和嵌入式 ARM® Cortex® 處理器。DPD IP內核和ARM的功耗為5.3 W,盡管使用更新一代的FPGA或轉換為ASIC,此功率仍應低于3 W。
結果
圖8顯示ADCA3992在76.8 dBmV總復合電源、34 V電源電壓、400 mA偏置電流(13.6 W直流電源)下工作的測試結果。
圖8.ADCA3992在76.8 dBmV下沒有數(shù)字預失真(藍色)和有數(shù)字預失真(橙色)時的性能。
測試信號是一串DOCSIS 3.0載波,中心頻率為111 MHz至1215 MHz,傾斜度為21 dB。引入了少量的間隙,以便觀察頻帶失真。可以看到,頻帶底部失真約改善了6 dB,頻帶頂部超過8 dB。
與530 mA標稱非數(shù)字預失真功率倍增器電流相比,直流電源節(jié)省4.4 W,那么,4端口系統(tǒng)節(jié)省的總功率為17.6 W減5.3 W FPGA電源,得到12.3 W。對于72 W至59.7 W的4端口系統(tǒng),功耗(散熱)顯著降低。每個倍增器的偏置電流很可能進一步回退至350 mA (11.9 W),同時仍達到41 dB的MER目標值,從而系統(tǒng)凈節(jié)省19.2 W。
結論
盡管高速移動數(shù)據(jù)和光纖日益得到廣泛應用,但現(xiàn)有最后一英里網(wǎng)絡的巨大覆蓋范圍及其相對良好的電氣特性,可確保在可預見的未來,它們仍將是向消費者提供語音、視頻和數(shù)據(jù)服務的重要工具。隨著有線電視網(wǎng)絡過渡到DOCSIS 3.1,并且不斷地發(fā)展,滿足更寬的頻率范圍、更高的功率、更好的調制精度以及更高的功效等系統(tǒng)性能要求變得更加困難。
數(shù)字預失真提供了一種可解決這些相互沖突需求的方式,但在電纜應用中的實施也構成了非常獨特和極具難度的挑戰(zhàn)。ADI已開發(fā)出一套全面的系統(tǒng)解決方案來應對這些挑戰(zhàn),其中包含混合信號硅(DAC、ADC和時鐘)、RF功率模塊(GaN/GaAs混合)和先進算法。這三種技術的結合為設備制造商提供了一個靈活的高性能解決方案,能夠以最小的妥協(xié)在功耗與系統(tǒng)性能之間實現(xiàn)平衡。軟件定義線性化還支持原有電纜技術到新一代電纜技術的輕松過渡,新一代電纜技術中預計將包含全雙工(FD)、擴展帶寬(至1794 MHz)和包絡跟蹤(ET)。
本文借鑒了Patrick Pratt的數(shù)字預失真圖,筆者對此表示感謝。
參考電路
1Robert L. Howald。"光纖前沿。"春季技術論壇論文集,2016年。
2有線電纜數(shù)據(jù)服務接口規(guī)范,DOCSIS®3.1—物理層規(guī)范: CM-SP-PHYv3.1-I08-151210。 CableLabs, 2017年5月。
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