用于高頻接收器和發(fā)射器的鎖相環(huán)——第一部分
發(fā)布時間:2021-06-01 來源:Mike Curtin 和 Paul O''''Brien 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】本三部曲系列旨在全面概述鎖相環(huán)(PLL)在有線和無線通信系統(tǒng)中的應(yīng)用。第一部分將重點(diǎn)介紹有關(guān)PLL的基本概念,同時描述基本PLL 架構(gòu)和工作原理,另外,我們還將舉例說明PLL在通信系統(tǒng)中的用途。最后,我們將展示一種運(yùn)用ADF4111頻率合成器和VCO190-902T電壓控制振蕩器的實(shí)用PLL電路。
在第二部分中,我們將詳細(xì)考察與PLL相關(guān)的關(guān)鍵技術(shù)規(guī) 格:相位噪聲、參考雜散和輸出漏電流。導(dǎo)致這些因素的原 因是什么,如何將其影響降至最低?它們對系統(tǒng)性能有何 影響?
最后一部分將詳細(xì)描述構(gòu)成PLL頻率合成器的各個模塊以及 ADI頻率合成器的架構(gòu)。同時還將簡要總結(jié)目前市場上有售 的頻率合成器和VCO,同時列出ADI的現(xiàn)有產(chǎn)品。
PLL基本原理
鎖相環(huán)是一種反饋系統(tǒng),其中電壓控制振蕩器和相位比較器 相互連接,使得振蕩器頻率(相位)可以準(zhǔn)確跟蹤施加的頻率 或相位調(diào)制信號的頻率。鎖相環(huán)可用來從固定的低頻信號生 成穩(wěn)定的輸出頻率信號。首批鎖相環(huán)由法國工程師de Bellescize 在20世紀(jì)30年代初實(shí)現(xiàn)。然而,直到20世紀(jì)60年代中期,集 成式PLL成為一種成本相對較低的元件之后,鎖相環(huán)才得到 市場的廣泛認(rèn)可。
一般而言,可以把鎖相環(huán)分析為一種帶一個正向增益項(xiàng)和一 個反饋項(xiàng)的負(fù)反饋系統(tǒng)。
基于電壓的負(fù)反饋系統(tǒng)的簡單框圖如圖1所示。
圖1. 標(biāo)準(zhǔn)負(fù)反饋控制系統(tǒng)模型。
在鎖相環(huán)中,來自相位比較器的誤差信號為輸入頻率或相位 與反饋信號頻率或相位之差。穩(wěn)態(tài)下,系統(tǒng)會強(qiáng)制使頻率或 相位誤差信號歸零。其適用負(fù)反饋系統(tǒng)的一般公式。
受環(huán)路中積分的影響,在低頻下,穩(wěn)態(tài)增益G(s)較高且
PLL中會增大環(huán)路增益的元件包括:
1. 鑒相器(PD)和電荷泵(CP)。
2. 環(huán)路濾波器,其傳遞函數(shù)為Z(s)
3. 電壓控制振蕩器(VCO),其靈敏度為KV/s
4. 反饋分頻器,1/N
圖2. 基本鎖相環(huán)模型。
如果將一個線性元件(如四象限乘法器)用作鑒相器并且環(huán)路 濾波器和VCO也為模擬元件,則將其稱為模擬或線性PLL (LPLL)。
如果使用的是數(shù)字鑒相器(EXOR柵極或J-K觸發(fā)器)并且所有 其他元件保持不變,則系統(tǒng)稱為數(shù)字PLL (DPLL)。
如果PLL完全用數(shù)字模塊構(gòu)建而成,不帶任何無源元件或線 性元件,則稱為全數(shù)字PLL (ADPLL)。
最后,有了數(shù)字化的信息,再加上足夠快的處理能力,也可 以在軟件域開發(fā)PLL。PLL功能由軟件執(zhí)行并在DSP上運(yùn)行。 這稱為軟件PLL (SPLL)。
根據(jù)圖2,當(dāng)系統(tǒng)使用PLL來生成高于輸入的頻率時,VCO會 以角頻率D振蕩。該頻率/相位信號的一部分會通過分頻器以 1/N的比率回饋到誤差檢測器。這種經(jīng)過分頻的頻率會饋入誤 差檢測器的一個輸入端。本例中,另一路輸入為固定參考頻 率/相位。誤差檢測器會比較兩個輸入端的信號。當(dāng)這兩個信 號輸入的相位和頻率相等時,誤差為零,環(huán)路則處于“鎖 定”條件下。如果我們只看誤差信號,則可得到以下等式。
e(s) = FREF - FO / N
當(dāng) e(s) = 0,
FO / N = FREF
因此
FO = N FREF
在商用PLL中,鑒相器和電荷泵共同構(gòu)成誤差檢測器模塊。 當(dāng) FO ¹ N FREF時,誤差檢測器將向低通環(huán)路濾波器輸出源/吸電 流脈沖。這會使電流脈沖穩(wěn)定轉(zhuǎn)換為電壓,用以驅(qū)動VCO。 然后,VCO頻率會根據(jù)需要以 KV DV的幅度增減,其中, KV 為VCO靈敏度(單位:MHz/V),V為VCO輸入電壓的變化。 這一過程會持續(xù)進(jìn)行,直到e(s)變?yōu)榱銥橹?,屆時環(huán)路將鎖 定。可見,電荷泵和VCO充當(dāng)一個積分器,用于將其輸出頻 率增加或減小至所需值,以(從鑒相器)將其輸入恢復(fù)至零。
圖3. VCO傳遞函數(shù)。
簡單而言,PLL的總傳遞函數(shù)(CLG或閉環(huán)增益)可以用上面給 出的負(fù)反饋系統(tǒng)的CLG表達(dá)式來表示。
FO / FREF = 正向增益 / [1 + 環(huán)路增益]
正向增益, G = KD KV Z(s) / s
環(huán)路增益, G H = KD KV Z(s) / Ns
當(dāng)GH遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于1時,我們可以說,PLL系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù) 為N,因此,
FOUT = N ´ FREF
環(huán)路濾波器屬于低通類濾波器,一般有一個極點(diǎn)和一個零 點(diǎn)。環(huán)路的瞬態(tài)響應(yīng)取決于:
1. 極點(diǎn)/零點(diǎn)的幅度,
2. 電荷泵幅度,
3. VCO靈敏度,
4. 反饋因子N。
在設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器時,必須考慮所有上述因素。此外,設(shè)計(jì) 濾波器時必須以穩(wěn)定為第一要務(wù)(通常建議使相位裕量達(dá) /4)。響應(yīng)的3-dB截止頻率通常稱為環(huán)路帶寬BW。大環(huán)路帶 寬會導(dǎo)致超快的瞬態(tài)響應(yīng)。然而,這種結(jié)果并非始終都有 利,因?yàn)?,就如我們將在第二部分看到的那樣,快瞬態(tài)響應(yīng) 與參考雜散衰減之間存在權(quán)衡問題。
PLL在頻率上調(diào)中的應(yīng)用
利用鎖相環(huán),可以從低頻基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生穩(wěn)定的高頻。要求 穩(wěn)定高頻調(diào)諧的任何系統(tǒng)都可以從PLL技術(shù)中受益。這些應(yīng) 用示例包括無線基站、無線手機(jī)、尋呼機(jī)、閉路電路系統(tǒng)、 時鐘恢復(fù)和時鐘生成系統(tǒng)。GSM手機(jī)或基站就是PLL應(yīng)用的 一個很好的例子。圖4顯示了GSM基站的接收部分。
圖4. GSM基站接收器的信號鏈。
在GSM系統(tǒng)中,有124個寬度為200-kHz的RF頻段通道(每個通 道8個用戶)。占用的總帶寬為24.8 MHz,必須對這些帶寬掃描 以檢查活動狀況。手機(jī)的發(fā)射(Tx)范圍為880 MHz至915 MHz, 接收(Rx)范圍為925 MHz至960 MHz。相反,基站的Tx范圍為 925 MHz至960 MHz,Rx范圍為880 MHz至915 MHz。對于本 例,我們只考慮基站發(fā)射和接收部分。GSM900和DCS1800基 站系統(tǒng)的頻段如表1所示。表2展示的是表1所列頻段范圍內(nèi)的 載波頻率的通道編號(RF通道)。Fl(n)為RF通道低頻段(Rx)的 中心頻率,F(xiàn)u(n)為高頻段(Tx)的對應(yīng)頻率。
表1. GSM900和DCS1800基站系統(tǒng)的頻段 表2.
表2. GSM900和DCS1800基站系統(tǒng)的通道編號
對900-MHz RF輸入濾波、放大并施加到第一級混頻器。另一 個混頻器輸入端用調(diào)諧本振(LO)驅(qū)動。本振必須對輸入頻率 范圍掃描,以檢查任何通道上的活動狀況。實(shí)際上,LO是運(yùn) 用前面已經(jīng)描述過的PLL技術(shù)來實(shí)現(xiàn)的。如果第一中頻(IF) 級的中心位于240 MHz,則LO的頻率范圍必須為640 MHz至 675 MHz,才能覆蓋RF輸入頻段。當(dāng)選擇200-kHz的參考頻率 時,可以按200 kHz的步長,在整個頻率范圍內(nèi)對VCO輸出排 序。例如,如果需要650 MHz的輸出頻率,則N的值為3250。 該650-MHz的LO會有效地檢查890-MHz RF通道(FRF - FLO = FIF 或FRF = FLO + FIF)。當(dāng)N增至3251時,LO頻率為650.2 MHz,檢 查的RF通道為890.2 MHz。如圖5所示。
圖5. GSM基站接收器的測試頻率。
值得注意的是,除了可調(diào)諧RF LO以外,接收器部分也采用了 固定IF(在所示例子中為240 MHz)。盡管該IF并不需要頻率調(diào) 諧,但仍然采用了PLL技術(shù)。其原因在于,運(yùn)用穩(wěn)定的系統(tǒng) 參考頻率來產(chǎn)生高頻IF信號不失為一種經(jīng)濟(jì)的方式。多家頻 率合成器制造商已經(jīng)意識到這一事實(shí),推出了雙版本器件: 一個版本支持較高RF頻率(>800 MHz),另一個版本支持較低IF 頻率(500 MHz或以下)。
在GSM系統(tǒng)的發(fā)射端也存在類似的要求。然而,更常見的做 法是直接從基帶上變頻為發(fā)射部分的最終RF;這意味著,基 站的典型TX VCO的范圍為925 MHz至960 MHz(發(fā)射部分的RF 頻段)。
電路示例
圖6顯示了GSM手機(jī)發(fā)射部分本振的實(shí)際實(shí)現(xiàn)方式。我們假 設(shè),基帶直接上變頻為RF。該電路采用了來自ADI的新型 ADF4111 PLL頻率合成器,以及來自Vari-L公司的VCO190-902T 電壓控制振蕩器(http://www.vari-L.com/)。
圖6. GSM手機(jī)的發(fā)射器本振。
參考輸入信號施加于電路的FREFIN,其端接電阻為50 。在 GSM系統(tǒng)中,該參考輸入頻率的典型值為13 MHz。為了使通 道間距為200 kHz(GSM標(biāo)準(zhǔn)),必須運(yùn)用ADF4111的片內(nèi)參考分 頻器,將參考輸入除以65。
ADF4111是一款整數(shù)N PLL頻率合成器,最高支持1.2 GHz的 RF工作頻率。在該整數(shù)N型頻率合成器中,可以按離散整數(shù) 步長,在96至262,000范圍內(nèi)對N編程。對于手機(jī)發(fā)射器,如 果所需輸出范圍為880 MHz至915 MHz,并且內(nèi)部參考頻率為 200 kHz,則所需N值的范圍為4400至4575。
ADF4111的電荷泵輸出(引腳2)驅(qū)動環(huán)路濾波器?;径裕?該濾波器(圖2中的Z(s))是一款一階滯后-超前型濾波器。在計(jì) 算環(huán)路濾波器元件值時,需要考慮多個事項(xiàng)。在本例中,環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)宗旨是使系統(tǒng)的整體相位裕量 為45度。其他PLL系統(tǒng)技術(shù)規(guī)格如下:
KD = 5 mA
KV = 8.66 MHz/V
環(huán)路帶寬= 12 kHz
FREF = 200 kHz
N = 4500
額外參考雜散衰減= 10 dB
所有這些技術(shù)規(guī)格都需要用來計(jì)算環(huán)路濾波器元件值,如圖6 所示。
環(huán)路濾波器輸出驅(qū)動VCO,然后饋入PLL頻率合成器的RF輸 入端,同時驅(qū)動RF輸出通道。用一個帶18 電阻的T型電路配 置在ADF4111的VCO輸出、RF輸出和RFIN引腳之間提供50 匹配。
在PLL系統(tǒng)中,知道系統(tǒng)何時鎖定十分重要。在圖6中,這是 通過利用ADF4111的MUXOUT信號來實(shí)現(xiàn)的??稍O(shè)置 MUXOUT引腳來監(jiān)控頻率合成器中的各種內(nèi)部信號。其中之 一是LD或鎖定檢測信號。舉例來說,當(dāng)選用MUXOUT以選 擇鎖定檢測時,就可以在系統(tǒng)中用MUXOUT來觸發(fā)個輸出功 率放大器。
ADF4111用一個簡單的4級串行接口來與系統(tǒng)控制器通信。參 考計(jì)數(shù)器、N計(jì)數(shù)器和各種其他片內(nèi)功能都是通過該接口進(jìn) 行編程的。
結(jié)論
在本系列的第一部分中,我們借助一些簡單的框圖和等式, 介紹了PLL的基本概念。我們還展示了一個典型的例中,說 明了PLL結(jié)構(gòu)的用武之地,并詳細(xì)描述了一種實(shí)際實(shí)現(xiàn)方法。
在下一部分中, 我們將進(jìn)一步探討對PLL至關(guān)重要的技術(shù)規(guī) 格,并討論它們對系統(tǒng)的意義。
參考電路
1. Mini-Circuits 公司, "VCO 設(shè)計(jì)師手冊", 1996.
2. L.W. Couch, "數(shù)字與模擬通信系統(tǒng)" Macmillan Publishing Company, New York, 1990.
3. P. Vizmuller, "RF設(shè)計(jì)指南", Artech House, 1995.
4. R.L. Best, "鎖相環(huán):設(shè)計(jì)、仿真與應(yīng)用",第3版, McGraw Hill, 1997.
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