反激變換器有兩個工作階段，即tON和tOFF，這兩個階段分別根據(jù)MOSFET的開關(guān)狀態(tài)來命名并控制。

 

在tON,期間，MOSFET導(dǎo)通，電流從輸入端流過原邊電感器，對耦合電感器進(jìn)行線性充電，并在其周圍產(chǎn)生磁場（見圖1.b）。在副邊，整流二極管反向偏置，從而使變壓器與輸出端斷開連接（見圖1.a）。 

 

圖1：a）MOSFET和二極管中的電壓 b）原邊和副邊線圈中的電流

 

存儲在輸出電容器中的電荷負(fù)責(zé)保持負(fù)載上的電壓穩(wěn)定（見圖2）。 

 

圖2：反激變換器電流原理圖

 

在tOFF,期間，MOSFET斷開，耦合電感器開始通過二極管消磁（二極管現(xiàn)在已直接極化）。然后，電感電流會為輸出電容器充電并為負(fù)載供電。

 

反激變換器有兩種工作模式，采用何種方式取決于每個周期中電感電流的最小值。如果在電感完全放電之前MOSFET從tOFF切換到tON，則電感中的電流永遠(yuǎn)不會為零，這種操作方式稱為連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。如果tOFF持續(xù)足夠長的時間使原邊電感器能夠完全放電，則電感電流將在一段時間內(nèi)為零，此時二極管和MOSFET都處于截止?fàn)顟B(tài)，我們稱為斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。

 

CCM vs. DCM

 

反激變換器的這兩種工作模式看起來非常相似，但實際上各有優(yōu)缺點。設(shè)計人員在設(shè)計過程中全面考慮這些優(yōu)缺點非常重要，因為其所選的工作模式會對電源變換器的效率、變壓器、調(diào)整率、EMI和成本都產(chǎn)生重大影響。圖3和圖4顯示了CCM和DCM之間的區(qū)別。 

 

圖3: CCM模式下的電流和電壓波形

 

圖4: DCM模式下的電流和電壓波形

 

效率

 

在DCM模式下，由于二極管上沒有反向恢復(fù)損耗且MOSFET為軟導(dǎo)通，其效率要高于CCM模式。但如果占空比太小，則為原邊電感充電的電流將非常高，這會降低變換器的整體效率。因此，必須為DCM選擇一個合適的占空比，以發(fā)揮其優(yōu)勢。

 

變壓器

 

至于變壓器的尺寸，由于DCM模式需要的電感器較小，因此從理論上講，它可以使用較小的變壓器。但是，由于原邊和副邊電流的尖峰增加，因此變壓器線規(guī)也必須加大，這意味著兩種模式下的變壓器大小是差不多相同的。盡管如此，DCM模式實際上確實允許使用更小的變壓器。由于DCM比CCM模式更有效，因此可以提高DCM模式下的開關(guān)頻率，從而應(yīng)用更小的變壓器。

 

調(diào)整率

 

至于系統(tǒng)調(diào)整率和穩(wěn)定性，DCM模式中的反激拓?fù)浔菴CM模式中的反激拓?fù)涓籽a(bǔ)償。這是因為當(dāng)變換器以CCM模式運行時，會出現(xiàn)不確定的右半平面零點（RHPZ），它會在較低頻率上引入不穩(wěn)定性。DCM模式則將RHPZ推到了更高的頻率上，使環(huán)路更易補(bǔ)償，因此可以提供比CCM更快的瞬態(tài)響應(yīng)。

 

此外，當(dāng)占空比大于0.5時，CCM反激變換器可能會產(chǎn)生次諧波振蕩，這意味著需要進(jìn)行斜率補(bǔ)償。

 

EMI

 

由于DCM模式會對電感器完全充電和放電，因此邏輯上其原邊電流紋波要比CCM模式下大很多。電流紋波將產(chǎn)生一個可變信號，由于原邊電流回路中不同組件類似天線的行為，該信號隨后被傳播，并產(chǎn)生顯著的電磁干擾（EMI）。

 

另一方面，DCM反激變換器還實現(xiàn)了零電流開關(guān)（ZCS），這減少了整流二極管的反向恢復(fù)，從而提高了能源效率。但這種軟開關(guān)會影響效率并對EMI產(chǎn)生重大影響，因為它必須使用快速恢復(fù)二極管來減少能量損耗，但這會在副邊產(chǎn)生非常尖銳的電壓尖峰，引起振鈴，并可能導(dǎo)致高頻差模噪聲。為解決這個問題，必須采用緩沖電路來減少這些尖峰并確保符合電磁兼容性（EMC）標(biāo)準(zhǔn)和法規(guī)。

 

總結(jié)

 

本文介紹了連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）之間的主要區(qū)別。表1匯總了這些差異，并概述了前文未提及的差異。

 

圖1: DCM 與 CCM

 

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來源：MPS

 

 

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