- 耦合線圈拓撲在多相轉(zhuǎn)換器中的使用
- 在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合線圈拓撲
- 在相同輸出紋波電壓下通過降低每相的紋波避免增大開關(guān)損耗
- 低漏感還有助于提高轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)
摘要:交錯工作的多相轉(zhuǎn)換器或同步整流buck轉(zhuǎn)換器通常用于微處理器供電,實際應(yīng)用中這些電路會在電感中引入較大的紋波電流,使轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生相當大的開關(guān)損耗。為了降低開關(guān)損耗,可以在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合線圈拓撲,耦合線圈在不增加輸出電壓紋波的前提下減少相的波動,從而提高電源效率。此外,耦合線圈拓撲結(jié)合低漏電電感,有助于提高轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)。
引言
當前,高性能微處理器的供電需要具有快速瞬態(tài)響應(yīng)能力的大電流、低電壓DC-DC轉(zhuǎn)換器。這些電源必須在輸出1V或更低電壓時,能夠提供大于100A的電流,除此之外,它們還必須能夠在納秒級響應(yīng)負載電流瞬變。負載發(fā)生變化時,電源輸出電壓必須保持在非常窄的穩(wěn)壓邊界以內(nèi)。當然,負載電流增大時允許輸出電壓出現(xiàn)少量“跌落”,但須控制在穩(wěn)壓邊界內(nèi)。
微處理器大多采用同步buck轉(zhuǎn)換器,典型情況下,這些轉(zhuǎn)換器用來將12V的總線電壓降壓轉(zhuǎn)換到1.0V或更低電壓。同時還要求buck轉(zhuǎn)換器具有更高的穩(wěn)定性并可快速響應(yīng)負載變化,為了達到這一要求,通常使用小尺寸電感,以便電流能夠快速上升并有助于減小輸出電容尺寸。但這種方案存在一個問題:小電感值會使電感的紋波電流較大,轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗也比較大。
錯相工作的多相轉(zhuǎn)換器能夠從根本上抑制輸出電容的紋波電流,允許設(shè)計人員使用較小尺寸的輸出電容,而且不會影響電壓紋波。另外,它們也可以減小每相的電感,使電源能夠更快地響應(yīng)負載電流的變化。但會引入另一問題,由于降低了非耦合多相buck轉(zhuǎn)換器的每相電感,每相的紋波電流增大,再次導致開關(guān)損耗和線圈損耗增大。
一種替代方案是在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合線圈拓撲,在相同輸出紋波電壓下通過降低每相的紋波避免增大開關(guān)損耗。另外,如果使用耦合線圈,低漏感還有助于提高轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)。
耦合線圈拓撲
目前,從市場上可以找到多種工業(yè)標準的多相buck控制器和轉(zhuǎn)換器,本文采用MAX8686控制器進行測試,比較多相轉(zhuǎn)換器中耦合線圈與非耦合線圈拓撲的性能。兩片MAX8686控制器用于構(gòu)建兩相buck轉(zhuǎn)換器。
MAX8686為電流模式、同步PWM降壓調(diào)節(jié)器,內(nèi)置MOSFET??刂破鞴ぷ髟?.5V至20V輸入電源范圍,提供可調(diào)節(jié)的0.7V至5.5V輸出電壓,每相電流可達25A??刂破骺梢耘渲贸蓡蜗嗉岸嘞嗖僮鳎嘞喙ぷ鲿rMAX8686能夠工作在主、從模式。
圖1電路給出了兩種架構(gòu):采用耦合線圈和非耦合線圈的兩相轉(zhuǎn)換器。LOUT_WINDING1和LOUT_WINDING2可以是相互耦合的兩個線圈,也可以是兩個物理上相互獨立的電感。采用耦合線圈時,兩個線圈之間的連接方式(如:同相或錯相)非常重要。
圖2所示原型設(shè)計電路板采用MAX8686,轉(zhuǎn)換器工作在400kHz;輸入電壓為12V、輸出電壓為1.2V,最大額定電流為50A。+70°C、200 LFM空氣流通條件下,轉(zhuǎn)換器能夠提供高達40A的電流。
電感問題
圖3所示為兩種電感連接形式下的電感電流和LX電壓波形,兩個電感為Vishay®公司的0.56µH-IHLP-4040DZ-11。
電感電流在輸出電容內(nèi)疊加,圖3b和圖3c表示轉(zhuǎn)換器采用兩個線圈耦合情況下的波形,這里使用的耦合線圈為BI Technologies的HM00-07559LFTR,自感為0.6µH (典型值)、漏感為0.3µH (最小值)。圖3b所示為耦合線圈按照錯相方式連接時的電感電流波形;圖3c所示為耦合線圈按照同相方式連接時的電感電流波形。不推薦使用同相連接,因為它會增大每相電流,降低轉(zhuǎn)換器效率。
圖3a所示采用兩個獨立電感,每相只有一個電流脈沖通過每個電感;相比之下,圖3b和圖3c中,耦合線圈在每個開關(guān)周期通過兩個電流脈沖。但是,線圈連接成同相操作時會在第二相開啟時導致電流下降,而不是上升。耦合線圈架構(gòu)中,線圈連接成錯相操作時,可以抑制電流紋波。使用兩個獨立電感時不存在連接極性問題,因為二者之間沒有互感。圖3d所示波形為采用耦合線圈時每相的電流,線圈連接成錯相操作,負載電流為40A。
Ch1:主LX電壓;Ch2:從LX電壓;Ch3:主電感電流;Ch4:從電感電流;VIN = 12V;VOUT = 1.2V/空載。
Ch1:主LX電壓;Ch2:從LX電壓;Ch3:主電感電流;Ch4:從電感電流;VIN = 12V;VOUT = 1.2V/空載。
圖3c 兩相板,采用耦合線圈,同相工作。
Ch1:主LX電壓;Ch2:從LX電壓;Ch3:主電感電流;Ch4:從電感電流;VIN = 12V;VOUT = 1.2V/空載。
圖3d 兩相板,采用耦合線圈,錯相工作。
Ch1:主LX電壓;Ch2:從LX電壓;Ch3:主電感電流;Ch4:從電感電流;VIN = 12V;VOUT = 1.2V/40A。
如果使用較大電感,負載瞬變時會降低電感輸出電流的擺率,LIR定義為紋波電流與每相負載電流之比,折衷選擇LIR,數(shù)值范圍通常為0.2至0.5。相數(shù)較多時,利用其紋波電流抑制的優(yōu)勢可以適當增大LIR。為了確保最佳的LIR,需要選擇具有較低直流電阻、飽和電流大于電感峰值電流的電感。如果電感的直流電阻用于檢測輸出電流,電流檢測信號應(yīng)該為MAX8686檢流操作提供足夠幅度,為避免噪聲干擾,推薦信號電平為10mV (最小值)。
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電容問題
輸入電容用于降低從直流輸入電源吸收的峰值電流,降低電路的開關(guān)操作所引入的噪聲和紋波電壓。輸入電容必須使開關(guān)電容造成的紋波電流滿足要求,應(yīng)使用低ESR (等效串聯(lián)電阻)的鋁電解電容或陶瓷電容,避免出現(xiàn)較大的負載躍變時在輸出端產(chǎn)生較大的電壓瞬變。應(yīng)仔細考量供應(yīng)商給出的紋波電流規(guī)格對應(yīng)的溫度降額,一般允許10°C至20°C的溫升。另外,可以利用多個小電感值、低ESL (等效串聯(lián)電感)的電容并聯(lián),以降低高頻振蕩。
選擇輸出電容的關(guān)鍵參數(shù)是實際電容值、ESR、ESL和額定電壓。這些參數(shù)會影響系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性、輸出電壓紋波以及瞬態(tài)響應(yīng),輸出紋波電壓包含三部分,即輸出電容儲存電荷的變化,電流流入、流出電容時在ESR和ESL上產(chǎn)生的壓降。下面給出了選擇電容使用的公式。
設(shè)計計算
開啟條件
VIN = 12V;VOUT = 1.2V;IOUT = 50A;η = 0.85
工作頻率=400kHz;N=2
N = 相數(shù);η = 效率因子
電感值計算
從計算轉(zhuǎn)換器功耗和輸入電流入手:
POUT = VOUT × IOUT
PIN = POUT/η
PDISS = PIN - POUT
60W = 1.2V × 50A
70.58W = 60W/0.85
因此:
PDISS = 10.58W (70.58W - 60W)
IIN(av) = PIN/VIN = 70.58W/12V = 5.882A
接下來,計算輸出電感值:
LIR = 電感紋波電流系數(shù) = ΔI/IOUT = 0.2
可以求解ΔI 0.2 × IOUT (計算輸出紋波時需要)。
商用化電感中最接近的電感值是0.56µH,直流電阻為0.0017Ω。
計算峰值電流
計算輸入電容(CIN)
N × D = 0.235,對于N × D < 1
其中,IIN(RMS)為流過輸入電容的紋波電流RMS值。
計算輸出紋波電壓(VRIPPLE)
假設(shè):
ESR = (2.5/6) × 10-3 (輸出電容的ESR)
ESL = (1/6) × 10-9 (ESL減去輸出電容的寄生電感)
COUT = 600µF
計算VRIPPLE:
因此,總紋波電壓VRIPPLE為:
VRIPPLE (COUT) + VRIPPLE (ESL) + VRIPPLE (ESR)
得到:
VRIPPLE = 10mV左右
耦合線圈拓撲對性能的改善
圖4a和圖4b給出了使用耦合線圈拓撲和兩個獨立電感情況下瞬態(tài)負載響應(yīng)特性的對照,由于在耦合線圈架構(gòu)中瞬態(tài)負載響應(yīng)僅受漏感的制約,與自感無關(guān),所以采用耦合線圈拓撲大大提高了瞬態(tài)響應(yīng)特性。設(shè)計中沒有降低每相的電感。
瞬變負載;Ch2:O/P電壓;VIN = 12V;VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。
圖4b 兩相板,使用耦合線圈,錯相工作。
瞬變負載;Ch2:O/P電壓;VIN = 12V;VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。