中心議題：

• D 類音頻功放的系統(tǒng)設(shè)計(jì)
• D 類音頻功放單元電路設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

解決方案：

• D 類音頻功放單元電路設(shè)計(jì)
  

D 類音頻功放具有高效、節(jié)能、小型化的優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于便攜式產(chǎn)品、家庭AV 設(shè)備及汽車(chē)音響等多個(gè)領(lǐng)域。本文設(shè)計(jì)的D 類音頻功率放大器主要基于以下三個(gè)方面考慮：保證高保真度、提高效率和減小體積。文章設(shè)計(jì)了一款工作于5V 電源電壓并采用PWM 來(lái)實(shí)現(xiàn)的D 類音頻功率放大器，整個(gè)系統(tǒng)包含了輸入放大級(jí)、誤差放大器、比較器、內(nèi)部振蕩電路、驅(qū)動(dòng)電路、全橋開(kāi)關(guān)電路及基準(zhǔn)電路。通過(guò)引入反饋技術(shù)來(lái)減小系統(tǒng)的THD 指數(shù)，采用雙路反寬調(diào)制方案不僅抑制了D 類音頻功率放大器的靜態(tài)功耗，而且達(dá)到了去除D 類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的，減小了系統(tǒng)的體積。

1 D 類音頻功放的系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本文所設(shè)計(jì)的D 類音頻功率放大器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示。該放大器結(jié)構(gòu)是基于雙邊自然采樣技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的，在任一時(shí)刻輸出所包含的信息量都是單邊采樣方案的兩倍，通過(guò)雙邊自然采樣還可以把輸出音頻信號(hào)中大量的失真成分移除到人耳所能感應(yīng)到的音頻帶寬范圍之外，達(dá)到去除D 類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的。

圖1 D 類音頻功率放大器結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)采用單電源供電，脈沖信號(hào)"out1"和"out2"的高低電平分別為VDD 和GND,輸入放大級(jí)由運(yùn)算放大器OTA 的閉環(huán)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，誤差放大器則由運(yùn)算放大器OTA 與電容Cs 構(gòu)成。系統(tǒng)工作時(shí)，音頻輸入信號(hào)Vin 首先經(jīng)過(guò)輸入放大級(jí)后輸出兩路差分信號(hào)，再與反饋信號(hào)求和送到誤差放大器中產(chǎn)生誤差信號(hào)VE1、VE2,對(duì)三角波載波信號(hào)VT 進(jìn)行調(diào)制，輸出兩路脈沖信號(hào)"out1"和"out2"以驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。系統(tǒng)包含兩個(gè)反饋環(huán)路，第一個(gè)由R1、Rf1 和OTA 組成，用來(lái)設(shè)置輸入放大級(jí)和整個(gè)D 類音頻功率放大器的增益，第二個(gè)由R2、Rf2 和后端音頻信號(hào)處理電路組成，用來(lái)減小系統(tǒng)的THD 指數(shù)。

在圖1 中，對(duì)電容Cs 充放電的電流I1、I2 由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2 和Rf2 共同決定，其中電阻和電容必須具有良好的線性度和匹配性，以獲得良好的閉環(huán)性能。

開(kāi)環(huán)D 類音頻功率放大器的模型如圖2 所示。

圖2 開(kāi)環(huán)D 類音頻功率放大器模型

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此時(shí)系統(tǒng)輸出為：

開(kāi)環(huán)系統(tǒng)的總諧波失真為：

式（2）中的Vin 為放大器的輸入信號(hào)，Vn 為引入的諧波失真，Hf 為傳遞函數(shù)。

具有反饋環(huán)路的D 類音頻功率放大器的模型如圖3 所示。

圖3 閉環(huán)D 類音頻功率放大器模型

此時(shí)系統(tǒng)的輸出為：

其中Hfb 為閉環(huán)模型的傳遞函數(shù)，G 為反饋增益。為了得到相等的放大倍數(shù)，設(shè)計(jì)傳遞函數(shù)為：

則式（3）變?yōu)椋?br />
閉壞系統(tǒng)的總諧波失真為：

比較式（2）和式（6）可以看出，具有反饋環(huán)路閉環(huán)系統(tǒng)THD 為開(kāi)環(huán)系統(tǒng)THD 的1/（1+HfbG），即通過(guò)反饋結(jié)構(gòu)減小了系統(tǒng)的THD。

2 單元電路設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

系統(tǒng)單元電路主要包括：輸入放大級(jí)、誤差放大器、比較器、驅(qū)動(dòng)電路、全橋開(kāi)關(guān)電路、內(nèi)部振蕩電路和基準(zhǔn)電路。

2.1 輸入放大級(jí)
D 類音頻功率放大器的輸入放大級(jí)是基于運(yùn)算放大器（OTA）的閉環(huán)結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)的，其結(jié)構(gòu)如圖4所示，用來(lái)根據(jù)需要對(duì)輸入的音頻信號(hào)作電平調(diào)整和信號(hào)放大處理，使輸入信號(hào)在幅度方面能滿足后級(jí)電路的要求，輸入放大級(jí)的增益可以通過(guò)設(shè)置Rf1和R1 的阻值來(lái)決定。

圖4 輸入放大級(jí)電路結(jié)構(gòu)

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2.2 比較器
本文所采用的比較器電路如圖5 所示，比較器電路由三級(jí)構(gòu)成，即輸入預(yù)放大級(jí)、判斷級(jí)（或正反饋級(jí)）和輸出數(shù)字整形緩沖級(jí)。預(yù)放大級(jí)采用有源負(fù)載的差分放大器來(lái)實(shí)現(xiàn)，其放大倍數(shù)不用很大，用來(lái)進(jìn)行輸入信號(hào)的放大，以提高比較器的敏感度，并把比較器的輸入信號(hào)與來(lái)自正反饋級(jí)的開(kāi)關(guān)噪聲隔離開(kāi)；判斷級(jí)用來(lái)將預(yù)放大級(jí)的信號(hào)進(jìn)一步放大，為比較器的核心部分，電路中通過(guò)把m8 與m9 的柵極交叉互連實(shí)現(xiàn)正反饋，以具備能夠分辨非常小的信號(hào)的能力，并提高此級(jí)電路的增益；輸出緩沖級(jí)是一個(gè)自偏置的差分放大器，它的輸入是一對(duì)差分信號(hào)，用來(lái)把判斷級(jí)的輸出信號(hào)轉(zhuǎn)化成邏輯電平（0V 或5V），即輸出高電平VOH=VDD,輸出低電平VOL=GND。

圖5 比較器電路圖

2.3 內(nèi)部振蕩電路

本文采用的三角波產(chǎn)生電路結(jié)構(gòu)如圖6 所示，其中m5、m6 和m7、m8 構(gòu)成了兩組恒流源，m9~m13 和Q1 構(gòu)成了輸出級(jí)。在電路中，采用將輸出信號(hào)VT 分別反饋到比較器comp1 和comp2,與參考電平VREF1 和VREF2（VREF2<VREF1）進(jìn)行比較，并通過(guò)一組數(shù)字電路產(chǎn)生兩路反向的時(shí)鐘信號(hào)clk 與clk0,來(lái)控制m2 和m3 的開(kāi)啟和關(guān)斷，從而達(dá)到對(duì)電容C 進(jìn)行充放電，產(chǎn)生三角波信號(hào)VT 的目的。

圖6 三角波產(chǎn)生電路

由圖6 可知，VT 初始電壓值為零，電路上電時(shí)，由于0<VREF2<VREF1,此時(shí)比較器comp1 輸出為高電平，比較器comp2 輸出為低電平，使得時(shí)鐘信號(hào)clk為低電平、clk0 為高電平，m1、m3 導(dǎo)通，m2、m4 關(guān)斷，電源通過(guò)m3、m5、m6 向電容C 充電，VT 上升，當(dāng)VT=VREF2 時(shí)，clk 仍為低電平、clk0 仍為高電平不變，VT 電位繼續(xù)上升，直到VT=VREF1 時(shí)，clk 變?yōu)楦唠娖?，clk0 變?yōu)榈碗娖?，m2、m4 開(kāi)啟，m1、m3 截止，電容C 通過(guò)m2、m7、m8 向地放電，VT 下降，當(dāng)VT=VREF3 時(shí)，時(shí)鐘信號(hào)clk 再次變?yōu)榈碗娖?，clk0 變?yōu)楦唠娖?，重新開(kāi)始對(duì)電容C 充電，如此循環(huán)便產(chǎn)生了三角波信號(hào)VT,其幅值為VREF1- VREF2,頻率由電容C的取值和充放電的電流大小決定。

2.4 全橋開(kāi)關(guān)電路
輸出級(jí)采用N、P 型功率開(kāi)關(guān)對(duì)管組成的全橋開(kāi)關(guān)電路實(shí)現(xiàn)，其結(jié)構(gòu)及負(fù)載電流流向如圖7 所示。

圖7 全橋電路結(jié)構(gòu)及負(fù)載電流示意圖

全橋開(kāi)關(guān)電路工作在開(kāi)關(guān)模式，隨著輸入信號(hào)的改變，m1~m4 的狀態(tài)隨之轉(zhuǎn)換，始終只有對(duì)角一對(duì)功率開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，另一對(duì)截止。
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2.5 驅(qū)動(dòng)電路
驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)如圖8 所示，該電路能有效調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間（N 型、P 型功率開(kāi)關(guān)管同時(shí)關(guān)斷），防止單臂"shoot- through"現(xiàn)象，并有保護(hù)關(guān)斷功能。輸入信號(hào)為比較器輸出的PWM 脈沖信號(hào)，PWM1用來(lái)驅(qū)動(dòng)N 型功率開(kāi)關(guān)管，PWM2 用來(lái)驅(qū)動(dòng)P 型功率開(kāi)關(guān)管。為了避免全橋開(kāi)關(guān)電路中的單臂"shoot- through"現(xiàn)象，當(dāng)PWM 信號(hào)從低電平變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，PWM2 應(yīng)首先變?yōu)楦唠娖剑?關(guān)斷PMOS 功率開(kāi)關(guān)管，隨后PWM1 再變?yōu)楦唠娖?，開(kāi)啟NMOS 功率開(kāi)關(guān)管，如圖9 所示；反之，當(dāng)PWM 信號(hào)從高變?yōu)榈蜁r(shí)，PWM1 先變?yōu)榈碗娖?，關(guān)斷NMOS 開(kāi)關(guān)功率管，隨后PWM2 再變?yōu)榈碗娖?，開(kāi)啟PMOS 開(kāi)關(guān)功率管。實(shí)際電路中，可以根據(jù)需要通過(guò)控制延遲單元的控制位Tc 來(lái)調(diào)整死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短。為減小失真，必須減小死區(qū)時(shí)間，該驅(qū)動(dòng)電路采用了逐級(jí)增加驅(qū)動(dòng)能力的方式來(lái)驅(qū)動(dòng)功率管，從而減小了必要的死區(qū)時(shí)間，保證了低失真度。

圖8 驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)

圖9 死區(qū)時(shí)間

EN 是控制模塊的使能信號(hào)，正常工作為高電平；當(dāng)出現(xiàn)過(guò)流、過(guò)溫等情況時(shí)，則變?yōu)榈碗娖?，關(guān)斷全橋功率開(kāi)關(guān)電路。
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2.6 基準(zhǔn)電路
本文所設(shè)計(jì)的帶隙電壓基準(zhǔn)源結(jié)構(gòu)如圖10 所示，主要由核心電路與啟動(dòng)電路兩部分組成。

圖10 基準(zhǔn)電路

核心電路中M1~M12 一起構(gòu)成共源共柵電流鏡來(lái)提供直流偏置，運(yùn)放op1 采用兩級(jí)共源共柵放大。另外，在圖10 電路中引入了負(fù)反饋，保證了該偏置電路電流鏡的準(zhǔn)確性，同時(shí)與電源無(wú)關(guān)，具有很高的電源抑制比。

電路上電時(shí)偏置電路可能會(huì)出現(xiàn)零電流的情況，需要啟動(dòng)電路保證電路能夠正常工作。電路不工作時(shí)，EN、Vs1 為0,Vs2、Vs3 為1,M15、M17 不通，運(yùn)放輸出為高，M3~M6 也不通，整個(gè)電路不消耗電流。當(dāng)EN 由0 變成1 時(shí)，由于C1 的作用，Vs1 保持為0,Vs2 為1,Vs3 變?yōu)?,此時(shí)M15、M17 導(dǎo)通，inp、inn 分別被拉到0、1,運(yùn)放輸出變?yōu)?,M3~M6 導(dǎo)通，M13、M14 支路開(kāi)始有電流，并對(duì)C1 充電，直到Vs1 高過(guò)I2 閾值電壓時(shí)，Vs2 變?yōu)?,Vs3 則變?yōu)?,M15、M17 關(guān)斷。最終電路偏離零電流狀態(tài)，開(kāi)始正常工作，且Vs1 充至電源電壓，整個(gè)啟動(dòng)電路不再消耗電流。

3 結(jié)論

本文研究了基于PWM 調(diào)制技術(shù)D 類音頻功率放大器的工作原理，通過(guò)引入反饋技術(shù)減小了D 類音頻功率放大器的THD;通過(guò)逐級(jí)增加驅(qū)動(dòng)能力的方式減小了必要的死區(qū)時(shí)間，保證了更低的失真度；采用雙路反寬調(diào)制方案，一方面抑制了系統(tǒng)的靜態(tài)功耗，另一方面去除了輸出級(jí)的LC低通濾波器，達(dá)到了減小系統(tǒng)成本和體積的目的。