【導(dǎo)讀】鎖相環(huán)(PLL)是現(xiàn)代通信系統(tǒng)的基本構(gòu)建模塊，通常用在無(wú)線電接收機(jī)或發(fā)射機(jī)中，主要提供"本振"(LO)功能；也可用于時(shí)鐘信號(hào)分配和降噪，而且越來(lái)越多地用作高采樣速率模數(shù)或數(shù)模轉(zhuǎn)換的時(shí)鐘源。
由于每一代PLL的噪聲性能都在改善，因此電源噪聲的影響變得越來(lái)越明顯，某些情況下甚至可限制噪聲性能。我們今天討論下圖1所示的基本PLL方案，并考察每個(gè)構(gòu)建模塊的電源管理要求。
圖1.顯示各種電源管理要求的基本鎖相環(huán)
PLL中，反饋控制環(huán)路驅(qū)動(dòng)電壓控制振蕩器(VCO)，使振蕩器頻率（或相位）精確跟蹤所施加基準(zhǔn)頻率的倍數(shù)。許多優(yōu)秀的參考文獻(xiàn) (例如Best的鎖相環(huán)),解釋了PLL的數(shù)學(xué)分析；ADI的ADIsimPLL™等仿真工具則對(duì)了解環(huán)路傳遞函數(shù)和計(jì)算很有幫助。下面讓我們依次考察一下PLL構(gòu)建模塊。
VCO和VCO推壓
電壓控制振蕩器將來(lái)自鑒相器的誤差電壓轉(zhuǎn)換成輸出頻率。器件"增益"定義為KVCO，通常以MHz/V表示。電壓控制可變電容二極管(變?nèi)荻O管)常用于調(diào)節(jié)VCO內(nèi)的頻率。VCO的增益通常足以提供充分的頻率覆蓋范圍，但仍不足以降低相位噪聲，因?yàn)槿魏巫內(nèi)荻O管噪聲都會(huì)被放大KVCO倍，進(jìn)而增加輸出相位噪聲。
多頻段集成VCO的出現(xiàn)，例如用于頻率合成器ADF4350的集成VCO，可避免在KVCO與頻率覆蓋范圍間進(jìn)行取舍，使PLL設(shè)計(jì)人員可以使用包含數(shù)個(gè)中等增益VCO的IC以及智能頻段切換程序，根據(jù)已編程的輸出頻率選擇適當(dāng)?shù)念l段。這種頻段分割提供了寬廣的總體范圍和較低噪聲。
除了需要從輸入電壓變化轉(zhuǎn)換至輸出頻率變化(KVCO),外，電源波動(dòng)也會(huì)給輸出頻率變化帶來(lái)干擾成分。VCO對(duì)電源波動(dòng)的靈敏度定義為VCO 推壓 (Kpushing),通常是所需KVCO的一小部分。例如，Kpushing 通常是KVCO的5%至20%。因此，對(duì)于高增益VCO，推壓效應(yīng)增大，VCO電源的噪聲貢獻(xiàn)就更加舉足輕重。
VCO推壓的測(cè)量方法如下：向VTUNE引腳施加直流調(diào)諧電壓，改變電源電壓并測(cè)量頻率變化。推壓系數(shù)是頻率變化與電壓變化之比，如表1所示，使用的是ADF4350 PLL。
表1. ADF4350 VCO推壓測(cè)量
另一種方法：將低頻方波直流耦合至電源內(nèi)，同時(shí)觀察VCO頻譜任一側(cè)上的頻移鍵控 (FSK)調(diào)制峰值（圖2）。峰值間頻率偏差除以方波幅度，便得出VCO推壓系數(shù)。該測(cè)量方法比靜態(tài)直流測(cè)試更精確，因?yàn)橄伺c直流輸入電壓變化相關(guān)的任何熱效應(yīng)。
圖2.ADF4350 VCO通過(guò)10kHz、0.6vp-p方波響應(yīng)電源調(diào)制的頻譜分析儀曲線圖
圖2顯示ADF4350 VCO輸出在3.3 GHz、對(duì)標(biāo)稱3.3 V電源施加10 kHz、0.6 Vp-p方波時(shí)的頻譜分析儀曲線圖。對(duì)于1.62 MHz/0.6 V或2.7 MHz/V的推壓系數(shù)，最終偏差為3326.51 MHz – 3324.89 MHz = 1.62 MHz。該結(jié)果可與表1中的靜態(tài)測(cè)量 2.3 MHz/V比較。
在PLL系統(tǒng)中，較高的VCO推壓意味著VCO電源噪聲的增加倍數(shù)更大。為盡可能降低對(duì)VCO相位噪聲的影響，需要低噪聲電源。
不同低壓差調(diào)節(jié)器(LDO)如何影響PLL相位噪聲？
舉個(gè)例子，ADP3334調(diào)節(jié)器的集成均方根噪聲為27 μV（40多年來(lái)，從10 Hz至100 kHz）。該結(jié)果可與ADF4350評(píng)估板上使用的LDO ADP150的9 μV比較。圖3中可以看出已測(cè)量PLL相位噪聲頻譜密度的差異。測(cè)量使用4.4 GHz VCO頻率進(jìn)行，其中VCO推壓為最大值（表1），因此屬于最差情況結(jié)果。ADP150調(diào)節(jié)器噪聲足夠低，因此對(duì) VCO噪聲的貢獻(xiàn)可以忽略不計(jì)，使用兩節(jié)（假定"無(wú)噪聲"）AA電池重復(fù)測(cè)量可確認(rèn)這一點(diǎn)。
圖3.使用ADP3334和ADP150LDO對(duì)（AA電池）供電時(shí)ADF4350在4.4GHz下的相位噪聲比較
圖3強(qiáng)調(diào)了低噪聲電源對(duì)于ADF4350的重要性，但對(duì)電源或 LDO的噪聲該如何要求呢？
與VCO噪聲類似，LDO的相位噪聲貢獻(xiàn)可以看成加性成分ΦLDO(t), 如圖4所示。
圖4.小信號(hào)加性vco電源噪聲模型
再次使用VCO超額相位表達(dá)式得到：
或者在頻域中為：
其中vLDO(f)是LDO的電壓噪聲頻譜密度。
1 Hz帶寬內(nèi)的單邊帶電源頻譜密度SΦ(f)由下式得出：
以dB表示時(shí)，用于計(jì)算電源噪聲引起的相位噪聲貢獻(xiàn)的公式如下：
其中L(LDO) 是失調(diào)為f時(shí)，調(diào)節(jié)器對(duì)VCO相位噪聲(以dBc/Hz表示)的噪聲貢獻(xiàn)；f; Kpushing是VCO推壓系數(shù)，以Hz/V表示；vLDO(f)是給定頻率偏移下的噪聲頻譜密度，以V/√Hz表示.
在自由模式VCO中，總噪聲為L(zhǎng)LDO值加VCO噪聲。以dB表示則為：
例如，試考慮推壓系數(shù)為10 MHz/V、在100 kHz偏移下測(cè)得相位噪聲為–116 dBc/Hz的VCO：要在100 kHz下不降低VCO噪聲性能，所需的電源噪聲頻譜密度是多少？電源噪聲和VCO噪聲作為方和根添加，因此電源噪聲應(yīng)比VCO噪聲至少低6 dB，以便將噪聲貢獻(xiàn)降至最低。所以LLDO應(yīng)小于–122 dBc/Hz。使用公式1，
求解vLDO(f),
在100 kHz偏移下，vLDO(f)= 11.2 nV/√
給定偏移下的LDO噪聲頻譜密度通?？赏ㄟ^(guò)LDO數(shù)據(jù)手冊(cè)的典型性能曲線讀取。
當(dāng)VCO連接在負(fù)反饋PLL內(nèi)時(shí)，LDO噪聲以類似于VCO噪聲的方式通過(guò)PLL環(huán)路濾波器進(jìn)行高通濾波。因此，上述公式僅適用于大于PLL環(huán)路帶寬的頻率偏移。在PLL環(huán)路帶寬內(nèi)，PLL可成功跟蹤并濾 LDO噪聲，從而降低其噪聲貢獻(xiàn)。
LDO濾波
要改善LDO噪聲，通常有兩種選擇：使用具有更少噪聲的LDO，或者對(duì)LDO輸出進(jìn)行后置濾波。當(dāng)無(wú)濾波器的噪聲要求超過(guò)經(jīng)濟(jì)型LDO的能力時(shí)，濾波選項(xiàng)可能是不錯(cuò)的選擇。簡(jiǎn)單的LC π 濾波器通常足以將帶外LDO噪聲降低20 dB（圖5）。
圖5.用于衰減LDO噪聲的LCπ濾波器
選擇器件時(shí)需要非常小心。典型電感為微亨利范圍內(nèi)（使用鐵氧體磁芯），因此需要考慮電感數(shù)據(jù)手冊(cè)中指定的飽和電流 (ISAT),作為電感下降10%時(shí)的直流電平。VCO消耗的電流應(yīng)小于ISAT. 有效串聯(lián)電阻(ESR)也是一個(gè)問題，因?yàn)樗鼤?huì)造成濾波器兩端的IR壓降。對(duì)于消耗300 mA直流電流的微波VCO，需要ESR小于0.33 ?的電感，以產(chǎn)生小于100 mV的IR壓降。較低的非零ESR還可抑制濾波器響應(yīng)并改善LDO穩(wěn)定性。為此，選擇具有極低寄生ESR的電容并添加專用串聯(lián)電阻可能較為實(shí)際。上述方案可使用可下載的器件評(píng)估器如NI Multisim™在SPICE 中輕松實(shí)現(xiàn)仿真。
電荷泵和濾波器
電荷泵將鑒相器誤差電壓轉(zhuǎn)換為電流脈沖，并通過(guò)PLL環(huán)路濾波器進(jìn)行積分和平滑處理。電荷泵通?？稍谧疃嗟陀谄潆娫措妷?VP)0.5 V的電壓下工作。例如，如果最大電荷泵電源為5.5 V，那么電荷泵只能在最高5 V輸出電壓下工作。如果VCO需要更高的調(diào)諧電壓，則通常需要有源濾波器。有關(guān)實(shí)際PLL的有用信息和參考設(shè)計(jì)，請(qǐng)參見電路筆記CN-0174,5處理高壓的方式請(qǐng)參見"利用高壓VCO設(shè)計(jì)高性能鎖相環(huán),"該文章發(fā)表于模擬對(duì)話第43卷第4期(2009)。有源濾波器的替代方案是使用PLL和針對(duì)更高電壓設(shè)計(jì)的電荷泵，例如ADF4150HV.ADF4150HV可使用高達(dá)30 V的電荷泵電壓工作，從而在許多情況中省去了有源濾波器。
電荷泵的低功耗使其看似頗具吸引力，可使用升壓轉(zhuǎn)換器從較低的電源電壓產(chǎn)生高電荷泵電壓，然而與此類DC-DC轉(zhuǎn)換器相關(guān)的開關(guān)頻率紋波可能在VCO的輸出端產(chǎn)生干擾雜散音。高PLL雜散可能造成發(fā)射機(jī)發(fā)射屏蔽測(cè)試失敗，或者降低接收機(jī)系統(tǒng)內(nèi)的靈敏度和帶外阻塞性能。為幫助指導(dǎo)轉(zhuǎn)換器紋波的規(guī)格，使用圖6的測(cè)量設(shè)置針對(duì)各種PLL環(huán)路帶寬獲得全面電源抑制曲線圖與頻率的關(guān)系。
圖6.測(cè)量電荷泵電源抑制的設(shè)置
17.4 mV (–22 dBm)的紋波信號(hào)經(jīng)交流耦合至電源電壓，并在頻率范圍內(nèi)進(jìn)行掃描。在每一頻率下測(cè)量雜散水平，并根據(jù)–22dBm輸入與雜散輸出電平間的差異（以dB表示）計(jì)算PSR。留在適當(dāng)位置的0.1 μF和1 nF電荷泵電源去耦電容為耦合信號(hào)提供一定衰減，因此發(fā)生器處的信號(hào)電平增加，直至在各頻率點(diǎn)下引腳上直接測(cè)得17.4 mV。結(jié)果如圖7所示。
圖7.ADF4150HF電荷泵電源抑制曲線圖
在PLL環(huán)路帶寬內(nèi)，隨著頻率增加，電源抑制最初變差。隨著頻率接近PLL環(huán)路帶寬，紋波頻率以類似于基準(zhǔn)噪聲的方式衰減，PSR改善。該曲線圖顯示，需要具有較高開關(guān)頻率（理想情況下大于1 MHz）的升壓轉(zhuǎn)換器，以便盡可能降低開關(guān)雜散。另外，PLL環(huán)路帶寬應(yīng)盡可能降至最低。
1.3 MHz時(shí),ADP1613就是一款合適的升壓轉(zhuǎn)換器。如果將PLL環(huán)路帶寬設(shè)置為10 kHz，PSR可能達(dá)到大約90 dB；環(huán)路帶寬為80 kHz時(shí)，PSR為50 dB。首先解決PLL雜散水平要求后，可以回頭決定升壓轉(zhuǎn)換器輸出所需的紋波電平。例如，如果PLL需要小于–80 dBm的雜散，且PSR為50 dB，則電荷泵電源輸入端的紋波功率需小–30 dBm，即20 mVp-p。如果在電荷泵電源引腳附近放置足夠的去耦電容，上述水平的紋波電壓可使用紋波濾波器輕松實(shí)現(xiàn)。例如，100 nF去耦電容在1.3MHz時(shí)可提供20 dB以上的紋波衰減。應(yīng)小心使用具有適當(dāng)電壓額定值的電容；例如，如果升壓轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生18 V電源，應(yīng)使用具有20V或更高額定值的電容。
使用基于Excel的設(shè)計(jì)工具ADP161x.可以簡(jiǎn)化升壓轉(zhuǎn)換器和紋波濾波器的設(shè)計(jì)。圖8顯示用于5 V輸入至20 V輸出設(shè)計(jì)的用戶輸入。為將轉(zhuǎn)換器級(jí)輸出端的電壓紋波降至最低，該設(shè)計(jì)選擇噪聲濾波器選項(xiàng)，并將VOUT 紋波場(chǎng)設(shè)定為最小值。高壓電荷泵的功耗為2 mA（最大值），因此 IOUT為10 mA以提供裕量。該設(shè)計(jì)使用20 kHz的PLL環(huán)路帶寬，通過(guò)ADF4150HV評(píng)估板,進(jìn)行測(cè)試。根據(jù)圖7，可能獲得約70dB的PSR。由于PSR極佳，此設(shè)置未在VCO輸出端呈現(xiàn)明顯的開關(guān)雜散(< –110 dBm)，即使是在省去噪聲濾波器時(shí)。
圖8.ADP1613升壓轉(zhuǎn)換器EXCEL設(shè)計(jì)工具
作為最終實(shí)驗(yàn)，將高壓電荷泵的PSR與有源濾波器（目前用于產(chǎn)生高VCO調(diào)諧電壓的最常見拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）進(jìn)行比較。為執(zhí)行測(cè)量，使用無(wú)源環(huán)路濾波器將幅度為1 Vp-p的交流信號(hào)注入ADF4150HV的電荷泵電源(VP)與圖6的測(cè)量設(shè)置相同。后以有源濾波器代替相等帶寬的無(wú)源濾波器，重復(fù)相同的測(cè)量。所用的有源濾波器為CPA_PPFFBP1型，如ADIsimPLL所述（圖9）。
圖9.ADlsimPLL中CPA_PPFFBP1濾波器設(shè)計(jì)的屏幕視圖。
為提供公平的比較，電荷泵和運(yùn)算放大器電源引腳上的去耦相同，即10 μF、10 nF和10 pF電容并聯(lián)。
測(cè)量結(jié)果顯示于圖10中：與有源濾波器相比，高壓電荷泵的開關(guān)雜散水平降低了40 dB至45 dB。利用高壓電荷泵改善的雜散水平部分可解釋為通過(guò)有源濾波器看到的環(huán)路濾波器衰減更小，其中注入的紋波在第一極點(diǎn)之后，而在無(wú)源濾波器中注入的紋波位于輸入端。
圖10.有源環(huán)路濾波器與高壓無(wú)源濾波器的電源紋波電平
最后一點(diǎn)：圖1所示的第三電源電軌（分壓器電源，最后一點(diǎn)：圖1所示的第三電源電軌（分壓器電源，AVDD/DVDD—與VCO 和電荷泵電源相比具有較寬松的電源要求，因?yàn)镻LL(AVDD)的RF部分通常是具有穩(wěn)定帶隙參考偏置電壓的雙極性ECL邏輯級(jí)，所以相對(duì)不受電源影響。另外，數(shù)字CMOS模塊本質(zhì)上對(duì)電源噪聲具有更強(qiáng)的抵抗力。因此，建議選擇(DVDD)能夠滿足此電軌電壓和電流要求的中等性能LDO，并在所有電源引腳附近充分去耦；通常100 nF和10 pF并聯(lián)就夠了。
結(jié)束語(yǔ)
以上已討論主要PLL模塊的電源管理要求，并針對(duì)VCO和電荷泵電源推算出規(guī)格。ADI為電源管理和PLL IC提供多種設(shè)計(jì)支持工具，包括參考電路和解決方案,還有各種仿真工具，如ADIsimPLL和ADIsimPower。在了解了電源噪聲和紋波對(duì)PLL性能的影響后，您可以回頭推算電源管理模塊的規(guī)格，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)性能最佳的PLL設(shè)計(jì)。
(來(lái)源：亞德諾半導(dǎo)體)
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