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詳解三相無中線Vienna拓?fù)潆娐?/h2>

發(fā)布時(shí)間:2020-02-28 來源:Microchip ,作者:應(yīng)用工程師張少維 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】最近這幾年充電模塊是熱門,從最開始的7.5 kW、10 kW到后面的15 kW、20 kW,功率等級(jí)不斷的提高?,F(xiàn)在市場上的大功率充電模塊絕大部分都是三相輸入,PFC部分也基本都是采用的三相無中線Vienna結(jié)構(gòu)的拓?fù)?。結(jié)合Microchip的MCU和功率半導(dǎo)體,和大家分享一下。由于本人水平有限,也難免會(huì)有一些個(gè)人見解有誤的地方,希望和大家一起探討交流。
 
一. 序言
最近這幾年充電模塊是熱門,從最開始的7.5 kW、10 kW到后面的15 kW、20 kW,功率等級(jí)不斷的提高。現(xiàn)在市場上的大功率充電模塊絕大部分都是三相輸入,PFC部分也基本都是采用的三相無中線Vienna結(jié)構(gòu)的拓?fù)?。結(jié)合Microchip的MCU和功率半導(dǎo)體,和大家分享一下。由于本人水平有限,也難免會(huì)有一些個(gè)人見解有誤的地方,希望和大家一起探討交流。
 
二. 主電路的組成
1.     主拓?fù)?/div>
如圖1所示,主拓?fù)涫侨郪ienna PFC拓?fù)涞闹麟娐罚?/div>
 
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圖1 三相三電平Vienna主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
 
1)     三相二極管整流橋,使用超快恢復(fù)二極管或SiC二極管;
2)     每相一個(gè)雙向開關(guān),每個(gè)雙向開關(guān)由兩個(gè)MOS管組成,利用了其固有的反并聯(lián)體二極管,共用驅(qū)動(dòng)信號(hào),降低了控制和驅(qū)動(dòng)的難度。相比其他組合方案,具有效率高、器件數(shù)量少的有點(diǎn);
3)     電流流過的半導(dǎo)體數(shù)量最少:以a相為例,雙向開關(guān)Sa導(dǎo)通時(shí),電流流過2個(gè)半導(dǎo)體器件,euo = 0,橋臂中點(diǎn)被嵌位到PFC母線電容中點(diǎn);雙向開關(guān)關(guān)斷時(shí),電流流過1個(gè)二極管,iu > 0時(shí)euo = 400V, iu < 0時(shí)euo = -400V,橋臂中點(diǎn)被嵌位到PFC正母線或負(fù)母線。
 
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圖2 單相電流路徑
 
電路的工作方式靠控制Sa、Sb、Sc的通斷,來控制PFC電感的充放電,由于PFC的PF值接近1,在分析其工作原理時(shí)可以認(rèn)為電感電流和輸入電壓同相,三相電平衡,并且各相差120度。
 
2.     等效電路
1)     三相三電平Boost整流器可以被認(rèn)為是三個(gè)單相倍壓Boost整流器的Y型并聯(lián);
2)     三個(gè)高頻Boost電感,采用CCM模式,減少開關(guān)電流應(yīng)力和EMI噪聲;
3)     兩個(gè)電解電容構(gòu)成電容中點(diǎn),提供了三電平運(yùn)行的條件;
 
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圖3 單相整流電路
 
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圖4 主電路等效電路
 
根據(jù)等效電路,各參數(shù)表達(dá)式如下:
 
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注:
這個(gè)eun的表達(dá)式非常重要,是后面很多公式計(jì)算的基礎(chǔ),推導(dǎo)如下。
將如圖1所示的主電路進(jìn)行等效:
 
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圖5 電路等效圖
 
列出電路的平衡方程,其中三相平衡下:
 
在任意時(shí)刻:
 
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化簡得到:
 
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因此:
 
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其中Vuo,Vvo,Vwo,是三相端點(diǎn)A、B和C的電壓, L = La= Lb= Lc。
 
三. 工作原理
1.     主電路的開關(guān)狀態(tài)
三相交流電壓波形如圖6所示,U.V.W各相差120度
 
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圖6 三相交流電壓波形
 
通過主電路可以看出,當(dāng)每相的開關(guān)Sa、Sb、Sc導(dǎo)通時(shí),U、V、W連接到電容的中點(diǎn)O,電感La、Lb、Lc通過Sa、Sb、Sc充電,每相的開關(guān)關(guān)斷時(shí),U、V、W連接到電容的正電平(電流為正時(shí))后者負(fù)電平(電流為負(fù)時(shí)),電感通過D1-D6放電,以0~30度為例,ia、ic大于零,ib小于零。
每個(gè)橋臂中點(diǎn)有三種狀態(tài),三個(gè)橋臂就是3^3=27種狀態(tài),但不能同時(shí)為PPP和NNN狀態(tài),故共有25種開關(guān)狀態(tài);開關(guān)狀態(tài)見附件!                     
2.     主電路發(fā)波方式
主電路的工作狀態(tài)與發(fā)波方案有比較大的關(guān)系,采用不同的發(fā)波方案會(huì)在每個(gè)周期產(chǎn)生不同的工作狀態(tài)。一般Vienna拓?fù)洳捎肈SP數(shù)字控制,控制靈活,可移植性強(qiáng)。
 
(1)采用單路鋸齒波載波調(diào)制電流環(huán)控制器輸出的調(diào)制信號(hào)被饋送給鋸齒波載波,如圖7所示,保持恒定的開關(guān)頻率;在0~30度這個(gè)扇區(qū)內(nèi),每個(gè)周期產(chǎn)生4個(gè)開關(guān)狀態(tài),由于波形不對(duì)稱,電流波形的開關(guān)紋波的諧波比較大;采用該種方式進(jìn)行調(diào)試,橋臂中點(diǎn)線電壓的最大步進(jìn)是2Ed(Ed為母線電壓的一半,400V);
 
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圖7 鋸齒波載波方式
 
(2)采用相位相差180度的高頻三角載波,如圖8所示,當(dāng)對(duì)應(yīng)的輸入電壓是正半周的時(shí)候,采用Trg1,當(dāng)對(duì)應(yīng)的輸入電壓是負(fù)半周的時(shí)候采用Trg2,每個(gè)周期產(chǎn)生8個(gè)開關(guān)狀態(tài),與傳統(tǒng)的控制方案產(chǎn)生4個(gè)開關(guān)狀態(tài)相比,8個(gè)開關(guān)狀態(tài)相當(dāng)于頻率翻倍,減小了輸入電流的紋波,對(duì)THD指標(biāo)有好處;
 
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圖8 三角波載波方式
 
三角波載波方式仿真波形如圖9所示:
 
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圖9 三角波載波方式仿真波形
 
3.     工作狀態(tài)
上面我們提到,三相三電平PFC可以看作是三個(gè)單相的PFC,每個(gè)單相相當(dāng)于由兩個(gè)Boost電路組成,在交流電壓的正負(fù)半周交替工作,正半周如下所示:
 
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圖10 單相ON-OFF電流波形
 
以a相為例,驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高時(shí),則開關(guān)管Q1導(dǎo)通(交流電壓的正半周)或者Q2導(dǎo)通(交流電壓的負(fù)半周);驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低時(shí),開關(guān)管Q1和Q2都關(guān)斷。電壓正半周時(shí),a相上橋臂二極管導(dǎo)通;電壓負(fù)半周時(shí),a相下橋臂二極管導(dǎo)通。
 
通過上面的分析,采用移相180度的三角載波進(jìn)行調(diào)制,在0~30度的扇區(qū)內(nèi)有8種開關(guān)狀態(tài),4種工作模式ONO,ONP,OOP,POP。
 
ONO工作模式:a相和c相導(dǎo)通,b相截至,U和W電壓為0,V點(diǎn)電壓-400V;該工作狀態(tài)只給C2進(jìn)行充電;
 
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圖11 ONO開關(guān)狀態(tài)
 
ONP工作模式:a相導(dǎo)通,b相和c相截至;U點(diǎn)電壓為0,V點(diǎn)電壓為-400V,W點(diǎn)電壓為+400V;
 
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圖12 ONP開關(guān)狀態(tài)
 
OOP工作模式:U和V點(diǎn)電壓為0,W點(diǎn)電壓為+400V;
 
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圖13 OOP開關(guān)狀態(tài)
 
POP工作模式:U和W點(diǎn)電壓為+400V,V點(diǎn)電壓為0,該工作模式只給C1進(jìn)行充電;
 
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圖14 POP開關(guān)狀態(tài)
 
當(dāng)然,這只是在0~30度扇區(qū)的工作狀態(tài),其實(shí)在整個(gè)工頻周期,是有25個(gè)工作狀態(tài)的,具體見我上面發(fā)的開關(guān)狀態(tài)附件。ONO和POP這兩種工作模式只給C1或C2充電的狀態(tài)對(duì)后面母線電壓均壓起決定性的作用。
 
四.器件應(yīng)力的分析
1.        PFC電感應(yīng)力
從上面的工作狀態(tài),我們可以知道,PFC電感的前端接輸入,后端電壓在開關(guān)不同的狀態(tài)分別接PFC電容三個(gè)電位,P,O,N,我們以輸入的三相中點(diǎn)為基準(zhǔn), PFC母線電壓是波動(dòng)的,三個(gè)狀態(tài)的電壓分別為:
 
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其中Vu,Vv,Vw為三相開關(guān)端點(diǎn)相對(duì)母線電容中點(diǎn)的電壓,以A相為例,當(dāng)Va>0時(shí),Vu可以取0,400V,而其余B,C相可以取除(400V,400V)以外的任意向量,因B,C相不可能同時(shí)為正,所以此時(shí)PFC電感右端的電壓范圍-266~533V。
 
同理當(dāng)Va<0時(shí)Vu可以取0,-400V,而其余B,C相可以取除(-400V,-400V)以外的任意向量,所以此時(shí)PFC電感右端的電壓范圍-533~266V。電感兩端的電壓峰值出現(xiàn)在該相60度時(shí)(大于60度后其余兩相為負(fù),GND到O的電壓最大值變成了133V,所以從仿真上可以看出峰值電壓的跌落,最大值為:
 
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2.        MOSFET和二極管應(yīng)力
如圖1所示,每相的兩個(gè)二極管跨接在正負(fù)母線之間,其中點(diǎn)的電平可以為0,-400V,400V,所以對(duì)于二極管,其兩端承受的最大平臺(tái)電壓為輸出PFC輸出電壓,800V母線電壓考慮MOS開關(guān)帶來的電壓尖峰,二極管的最大尖峰電壓會(huì)接近1000V,其電流應(yīng)力可以通過控制方程計(jì)算出來。
 
其實(shí)考慮整流二極管不僅要考慮耐壓、通流能力,還有一個(gè)很重要的參數(shù)是抗浪涌沖擊的能力。在實(shí)際調(diào)試的過程中,有嘗試選擇用SiC二極管,但是SiC二極管的抗浪涌沖擊電流的能力比較弱,所以一般都是采用超快恢復(fù)的高壓二極管,比如Microsemi的ATP30DQ1200B系列。
 
我們知道,當(dāng)模塊在打浪涌的時(shí)候,電流都是走低阻抗的路徑,一般前級(jí)的壓敏電阻會(huì)泄流一部分電流,但是壓敏電阻不會(huì)泄放所有的電流,依然會(huì)有大量的電流留到后級(jí)電流中。對(duì)于單相模塊,一般的做法是在PFC電感前面增加一個(gè)二極管到PFC母線電容,這樣,浪涌電流就會(huì)通過防雷二極管引入到PFC母線電容,保護(hù)了功率器件。但是對(duì)于三相PFC而言,PFC電容是一個(gè)五電平的波動(dòng),無法采用這種方法。否則,電路正常工作時(shí)就會(huì)有電流流過該二極管而導(dǎo)致Vienna無法工作。所以,大電流會(huì)通過電感、PFC Diode進(jìn)入母線電容,這個(gè)時(shí)候就要求PFC Diode抗浪涌電流的能力比較強(qiáng)。
 
MOSFET的VDS電壓,由于采用三電平技術(shù),使MOSFET電壓只有三相PFC 800V母線電壓的一半,考慮尖峰,這個(gè)電壓會(huì)接近600V。對(duì)于MOS電壓應(yīng)力我們最關(guān)心的是對(duì)頂MOS的中點(diǎn)相對(duì)三相輸入的參考地的電位差,如果采用隔離光耦進(jìn)行驅(qū)動(dòng),這個(gè)電壓決定隔離驅(qū)動(dòng)光耦的選型。
 
五.控制方案
我們知道,這種控制電路一般采取雙環(huán)的控制方式,即電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)得到穩(wěn)定的輸出直流電壓,供后級(jí)電路的使用(比如Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等),電流內(nèi)環(huán)得到接近正弦的輸入電流,滿足THD和PF值的要求。
 
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圖15 控制環(huán)路
 
其實(shí)數(shù)字控制無非就是把模擬的方案轉(zhuǎn)換為數(shù)字的運(yùn)算,可以參考如圖16所示模擬PFC控制邏輯框圖,利用它的控制思想來實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。
 
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圖16 模擬控制框圖
 
PFC母線輸出電壓經(jīng)過采樣和濾波由DSP的ADC采樣到DSP內(nèi)部,與電壓給定信號(hào)進(jìn)行比較,產(chǎn)生誤差后經(jīng)過Gvc(s)補(bǔ)償起后輸出一個(gè)A信號(hào),然后通過乘法器與交流AC電壓相乘得到電流的給定信號(hào),正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位,使電源輸入端的PF值接近1;將采樣的電感電流波形與電流給定進(jìn)行比較得出誤差,經(jīng)過Gic(s)補(bǔ)償器進(jìn)行補(bǔ)償后得到電流環(huán)的輸出值,該值直接與載波進(jìn)行調(diào)制,得到PWM波形,控制電壓和電流;大致的控制框圖可以用下圖來簡化表示,如圖17所示;
 
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圖17 PFC傳遞函數(shù)框圖
 
其中:Gcv(s)為電壓環(huán)的補(bǔ)償函數(shù),Gci(s)為電流環(huán)的補(bǔ)償函數(shù),Hi(s)為電流環(huán)采樣函數(shù),Hv(s)為電壓環(huán)采樣函數(shù),Gigd(s)為電感電流對(duì)占空比D的函數(shù)。
 
六.控制地的選擇
在傳統(tǒng)的單相有橋PFC中,一般把PFC電容的負(fù)極作為控制AGND,因?yàn)樵擖c(diǎn)的電壓通過整流橋跟輸入的L、N相連。當(dāng)輸入為正半周的時(shí)候,AGND為整流橋鉗位在N線;當(dāng)輸入負(fù)半周的時(shí)候,AGND被整流橋鉗位在L線;所以母線電容的負(fù)極地AGND(相當(dāng)于PE)是一個(gè)工頻的變化,由于輸入一般都是50Hz的交流電,所以相對(duì)還是比較穩(wěn)定的,可以作為控制電路的控制地。
 
但是相比較Vienna PFC就不一樣了,母線電容的中點(diǎn)相對(duì)與工頻電壓中點(diǎn)(PE)是一個(gè)開關(guān)級(jí)的5電平高頻變動(dòng)的電平:±2/3Vo、0、±1/3Vo(這里的Vo代表母線電壓的一半,典型值400V,5電平是如何產(chǎn)生的請(qǐng)參考開關(guān)狀態(tài)附件的eon),如果以如此大的高頻波動(dòng)去作為控制地的話,那么噪聲和共模干擾就會(huì)非常的大,可能會(huì)導(dǎo)致采樣電壓和驅(qū)動(dòng)不準(zhǔn)確,嚴(yán)重影響到電路的可靠性。
 
由于電容中點(diǎn)的高頻變化不能作為控制地,那怎么辦?我們是否可以認(rèn)為的構(gòu)建一個(gè)虛擬的地來作為控制地AGND?我們可以采用在三相輸入之間通過分壓電阻相連,采用Y型接法來產(chǎn)生虛擬地而作為控制地。不過構(gòu)建了這個(gè)控制地后,那么其他所有的采樣、驅(qū)動(dòng)都要以差分和隔離的方式相對(duì)于這個(gè)控制地來工作。采用這種方法,輸出電容中點(diǎn)O與控制地AGND分開了,避免了高頻劇烈變動(dòng)帶來的干擾。
 
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圖18 控制地AGND
 
這樣做是不是完美解決了控制地的問題?在實(shí)際工作過程中,AGND依然存在劇烈的波動(dòng),并不是我們想象的那么平靜,AGND跟隨著O在劇烈的波動(dòng),AGND的峰峰值非常的大。
 
如何解決?其根本原因是AGND 和O之間存在采樣電阻的連接(輸出電壓的采樣),而AGND跟PE之間又存在Y電容連接,在O點(diǎn)的高頻信號(hào)作用下,AGND自然就被迫分擔(dān)一定比例的電壓。解決方案是在AGND與PE之間增加一個(gè)低阻通路來降低阻抗,承擔(dān)一定的電壓來降低AGND-PE的紋波電壓。
 
七.母線均壓原理的分析
我們知道,三相Vienna PFC拓?fù)涞哪妇€電壓800V是由兩個(gè)電容C1和C2串聯(lián)進(jìn)行分壓,電容中點(diǎn)的電位O由電容的充放電決定,兩個(gè)電容的電壓應(yīng)該保持均衡以保持真實(shí)的三電平運(yùn)行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波,甚至?xí)绊懙诫娐返耐耆浴?/div>
 
三相三電平PFC正負(fù)母線的均衡度會(huì)影響PFC的性能:
1、輸入電流THD;
2、功率開關(guān)管和二極管的應(yīng)力(本身以及后級(jí)功率電路);
3、動(dòng)態(tài)時(shí)母線電容容易過壓;
 
電容中點(diǎn)的電位偏差與PFC正負(fù)母線電容的充放電過程相關(guān),通過附件
 
開關(guān)狀態(tài)
可以看出,a組和z組工作狀態(tài)沒有電流流入或流出電容中點(diǎn),因此兩個(gè)電容的充放電是一樣的,不會(huì)產(chǎn)生偏壓。只有b、c、d組的開關(guān)狀態(tài)才會(huì)影響到PFC母線電容充放電的差異,產(chǎn)生偏壓。
根據(jù)前面的工作原理分析,POP工作狀態(tài)只給電容C1進(jìn)行充電,ONO工作狀態(tài)只給電容C2進(jìn)行充電,故可以根據(jù)這兩個(gè)工作狀態(tài)來控制中點(diǎn)電位,在控制中可以調(diào)節(jié)ONO和POP兩個(gè)工作狀態(tài)的作用時(shí)間來進(jìn)行均壓。
 
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圖19 C2充電
 
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圖20 C1充電
 
這個(gè)時(shí)候可以在整個(gè)控制環(huán)路中添加一個(gè)偏壓環(huán),用于調(diào)節(jié)ONO和POP的作用時(shí)間,來進(jìn)行母線電壓的均壓作用。
 
具體實(shí)施方:是分別對(duì)正母線和負(fù)母線進(jìn)行采樣,然后得出差值(直流分量),該差值經(jīng)過偏壓環(huán)的補(bǔ)償器調(diào)節(jié)之后疊加到輸入電流參考正弦波,經(jīng)過精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環(huán)的給定,以此來改變ONO和POP的作用時(shí)間,改善PFC母線均壓。
 
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圖21 偏壓給定
 
如圖22所示,compa、compb和compc分別是每相的電流環(huán)計(jì)算出來的結(jié)果,以0~30度扇區(qū)為例,當(dāng)正母線相對(duì)于中點(diǎn)的電壓低于負(fù)母線時(shí),正半波的給定變小,負(fù)半波的給定變大,POP工作狀態(tài)的時(shí)間變長,給正母線電容的充電時(shí)間變長;ONO工作狀態(tài)的時(shí)間變短, 給負(fù)母線電容的充電時(shí)間變短。當(dāng)正母線相對(duì)于中點(diǎn)的電壓高于負(fù)母線時(shí),正半波的給定變大,負(fù)半波的給定變小,POP的作用時(shí)間變長,給正母線電容充電的時(shí)間變短,ONO的作用時(shí)間變長,給負(fù)母線的充電時(shí)間變長。圖中comp值實(shí)線代表上個(gè)周期的值,虛線代表當(dāng)周期的值;陰影部分代表變化的時(shí)間;
 
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圖22 均壓控制示意圖
 
以上說明的是主功率回路正常工作時(shí)候可以通過調(diào)節(jié)來控制PFC母線電容的均壓,但是當(dāng)模塊起機(jī)的時(shí)候呢?可以采用輔助電源直接從+400V~-400V之間進(jìn)行取電,由于電容有差異性,內(nèi)阻不可能完全相等,也會(huì)差生偏壓。還有一個(gè)是要采用更高等級(jí)的MOSFET,成本高,而且現(xiàn)在充電模塊的待機(jī)損耗也是一個(gè)問題,很多客戶要求模塊的待機(jī)損耗不能超過多少。
 
當(dāng)然還有另一種輔助電源取電方式,也是現(xiàn)在廠家主流的方式。就是正負(fù)母線均掛一個(gè)輔助電源,在起機(jī)的時(shí)候通過充電電阻給母線電容充電,變壓器采用繞組競爭的方式,誰的母線電壓高,就采用誰供電,這樣可以很好的保證模塊在起機(jī)過程中的均壓效果;在模塊正常工作起來以后,也是同樣的道理。而直接從+800V取電沒有這種效果。
 
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圖23 輔助電源示意圖
 
八.原理仿真
1.     輸入電流
輸入電流波形,參數(shù)沒有調(diào)好,將就著看吧。
 
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圖24 輸入電流波形
 
2.     各點(diǎn)電壓波形
輸入線電壓峰值與PFC總母線電壓的比值定義為調(diào)制系數(shù)m,m=Vlp/2Ed;其中Vlp是線電壓的峰值;整流器可以被認(rèn)為是與市電通過PFC電感連接的電壓源,為了使輸入電流正弦,橋臂中點(diǎn)線電壓也應(yīng)該為正弦波形。而實(shí)際情況下橋臂中點(diǎn)線電壓是正弦 PWM波形,諧波分量和最大步進(jìn)是兩個(gè)主要考慮的因素。
 
(1)當(dāng)輸入線電壓峰值值大于Ed時(shí),橋臂中點(diǎn)線電壓電壓波形euv,是一個(gè)5階梯的電壓波形,幅值為0,±400V,±800V,步進(jìn)是400V;
 
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圖25 橋臂中點(diǎn)電壓1
 
(2)當(dāng)輸入線電壓峰值值小于Ed時(shí),橋臂中線線電壓波形是一個(gè)3階梯的電壓波形,幅值為0,±400V,步進(jìn)為400V;
 
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圖26 橋臂中點(diǎn)電壓2
 
橋臂中點(diǎn)相對(duì)與市電中點(diǎn)的電壓波形eun,是一個(gè)9階梯的電壓波形;幅值為0,±133V,±266V,±400V,最小步進(jìn)是133V,最大步進(jìn)是266V;由于功率開關(guān)管和散熱器之間有寄生電容,這個(gè)階梯信號(hào)會(huì)產(chǎn)生共模噪聲;
 
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圖27  eun電壓波形
 
電容中點(diǎn)O相對(duì)于市電中點(diǎn)的電壓波形eon,是一個(gè)5階梯波形,幅值為0,±133V,±266V,步進(jìn)為133V;
 
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圖28 eon電壓波形1
 
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圖29 eon電壓波形2
 
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圖30 eon電壓波形3
 
最后附一張電路起機(jī)波形:
 
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圖31 起機(jī)波形
 
九.環(huán)路分析及數(shù)字化
工作原理
輸入交流電壓和電感電流,以及PFC母線電壓經(jīng)過采樣和濾波由DSP的ADC口采樣到DSP內(nèi),然后通過一個(gè)電壓反饋補(bǔ)償器Gcv(S),輸出電壓環(huán)的反饋信號(hào)Vc,然后通過一個(gè)乘法器單元將電壓調(diào)節(jié)器的輸出Vc與輸入電壓的全波整流波形相乘,得到整流橋后電流的指令值Iref。正是該乘法器保證了輸入電流與輸入電壓同相且波形相同,使電源輸入端的功率功率因數(shù)為1,它是實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能的關(guān)鍵。在圖1所示的電路中,PFC參考電流合成器還包含了一個(gè)輸入電壓全波整流值的平方電路和除法器,主要是為了提高控制系統(tǒng)對(duì)輸入電壓變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度,它對(duì)于寬輸入電壓范圍和輸入電壓波動(dòng)較大的應(yīng)用場合更為必要,我們將上面的電路框圖用傳遞函數(shù)框圖表示:
 
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圖32 PFC傳遞函數(shù)框圖
 
其中:Gcv(s)為電壓環(huán)的補(bǔ)償函數(shù),Gci(s)為電流環(huán)補(bǔ)償函數(shù),Vm為載波幅值,Gigd(s)為電感電流對(duì)占空比D的函數(shù),ZL(s)為電感電流到輸出電壓的阻抗,Hi(s)為電流環(huán)采樣函數(shù),Hv(s)為電壓環(huán)采樣函數(shù)。
 
在三相PFC的數(shù)字控制當(dāng)中,可以采用Microchip雙核dsPIC33CH系列,由于其內(nèi)部具備雙核CPU,所以整個(gè)控制我們分配在兩個(gè)內(nèi)核中,主核Master完成電壓環(huán)以及保護(hù)和快速采樣濾波計(jì)算等環(huán)節(jié),從核Slave完成電流環(huán)和發(fā)波的功能。
雙核示意圖如下:
 
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圖33 dsPIC雙核框圖
 
雙核系列的dsPIC具有如下特點(diǎn):
1)        主核和從核分別獨(dú)立工作;
2)        在應(yīng)用開發(fā)階段可以分別編程和調(diào)試;
3)        主核和從核都有它們自己的中斷控制、時(shí)鐘發(fā)生器、端口邏輯和外設(shè)資源;
4)        主核最大工作90MIPS,從核最大工作100MIPS。
 
2.     PFC電流環(huán)
 
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圖34 PFC電流環(huán)框圖
 
在Vienna電路中,兩組PFC母線電容對(duì)輸入等效為以中點(diǎn)為基準(zhǔn)的兩個(gè)并聯(lián)電容組,三相二極管電流對(duì)其充電,對(duì)輸出而言其又等效為兩個(gè)串連的電容,對(duì)負(fù)載供電,所以每相流入PFC電容電流和流出PFC電容電流的關(guān)系為2/3。
 
故三相Vienna拓?fù)涞闹麟娐穫鬟f函數(shù)為:
 
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L_fulload為滿載情況下PFC電感值,RL為電感串聯(lián)電阻。
 
我們知道了主電路的傳遞函數(shù)后,其他比如AD增益(包括采樣、保持、轉(zhuǎn)換)、硬件采樣電路、Fm等傳遞函數(shù)都可以表達(dá)出來了。這樣除了補(bǔ)償器之外的開環(huán)傳遞函數(shù)都清楚了,計(jì)算或者仿真出除補(bǔ)償器的Bode圖,根據(jù)開環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖,設(shè)計(jì)出合理的補(bǔ)償器。
 
在數(shù)字電源控制中,一般采用的補(bǔ)償器有PI控制器、SZSP控制器、2P2Z控制器、3P3Z控制等。在開關(guān)頻率以下,電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為一個(gè)單極點(diǎn)系統(tǒng),可以將補(bǔ)償函數(shù)設(shè)計(jì)為一個(gè)PI控制系統(tǒng)。
由于PFC電感在不同的直流偏置下感量變化非常明顯,nFeSi材質(zhì)在正弦電流過零點(diǎn)和峰值附近相差近3倍,為了能提高過零點(diǎn)的低頻增益和帶寬,同時(shí)保證峰值附近的穩(wěn)定,我們需要實(shí)時(shí)的調(diào)節(jié)電流環(huán)的相關(guān)參數(shù),這樣能時(shí)時(shí)的改善帶寬和增益。
 
3.     電壓環(huán)
 
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圖35 PFC電壓環(huán)
 
PFC電流內(nèi)環(huán)和功率級(jí)形成一個(gè)電流源,因此PFC電壓環(huán)的被控對(duì)象在低頻可以等效為驅(qū)動(dòng)電容的電流源,在100Hz頻率附近,電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為一個(gè)單積點(diǎn)系統(tǒng)。PFC電壓環(huán)在確保當(dāng)負(fù)載變化時(shí)輸出電壓穩(wěn)定的同時(shí),帶寬應(yīng)該足夠低,從而使頻率大于100Hz時(shí)的環(huán)路增益足夠低,以減小PFC輸出電容上的100Hz電壓紋波對(duì)PFC輸入電流的調(diào)制作用,否則該調(diào)制作用會(huì)引起輸入電流的嚴(yán)重畸變,當(dāng)然過低的電壓環(huán)帶寬回導(dǎo)致電壓動(dòng)態(tài)速度過慢,在THD設(shè)計(jì)滿足要求的情況下,可以再調(diào)節(jié)帶寬。
 
以上是針對(duì)穩(wěn)態(tài)的電壓環(huán)設(shè)計(jì),如果輸入或者輸出在進(jìn)行動(dòng)態(tài)跳變,為了保證電路的可靠性,可以加入快環(huán)。也即在動(dòng)態(tài)時(shí),為了加快環(huán)路響應(yīng),滿足動(dòng)態(tài)的要求,采用另外一組環(huán)路參數(shù),同時(shí)去除軟件濾波。當(dāng)總母線電壓采樣大于或者小于當(dāng)前總母線電壓給定的一定值時(shí),進(jìn)入快環(huán);當(dāng)總母線電壓采樣不再大于或者小于當(dāng)前總母線電壓給定另一值時(shí),退出快環(huán)。當(dāng)然,由于母線電容的ESR容易受環(huán)境溫度的影響,所以當(dāng)環(huán)境溫度過低時(shí),母線電容的ESR增大,電壓環(huán)調(diào)節(jié)過快,會(huì)導(dǎo)致母線電壓過壓。
 
所以電壓環(huán)的設(shè)計(jì)不僅要考慮到穩(wěn)態(tài)的低帶寬,還要考慮動(dòng)態(tài)響應(yīng)以及受環(huán)境溫度的影響。
 
4.     母線電壓偏壓環(huán)
PFC電路有正負(fù)母線輸出,所以要控制正負(fù)輸出平衡:
 
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。把疊加到電壓波形給定中去,這樣可以調(diào)節(jié)母線平衡(見均壓原理分析)。
母線電壓偏壓環(huán)是純比例環(huán)節(jié),即有靜差調(diào)節(jié),所以即使最終調(diào)節(jié)穩(wěn)定的情況下,母線還是會(huì)存在一定的差異,如果K越大,δ  輸出就越大,調(diào)節(jié)能力就越強(qiáng),平衡度就越好,但是注入到輸入電流的諧波也就越大,影響THD指標(biāo)。所以需要在THD和母線平衡之間做出平衡。
 
為了消除正、負(fù)母線之間的靜差,可以采用PI環(huán)節(jié)來代替純比例環(huán)節(jié),但是積分環(huán)節(jié)本身存在退飽和的問題,對(duì)于Vp, Vn 不停變化的系統(tǒng),調(diào)壓是通過改變小矢量的持續(xù)時(shí)間,積分的響應(yīng)速度慢,可能反而對(duì)小矢量超調(diào)或欠調(diào),導(dǎo)致正、負(fù)母線電壓一直處于偏壓的狀態(tài)。所以采用純比例環(huán)節(jié)進(jìn)行正、負(fù)母線電壓的調(diào)節(jié)可以保證時(shí)時(shí)性。
 
由于母線偏壓環(huán)的調(diào)節(jié),會(huì)對(duì)THD造成影響,所以要根據(jù)母線偏壓的程序選擇比例系數(shù)和輸出δ的最大范圍,避免過分調(diào)節(jié)。
 
5.     補(bǔ)償器的數(shù)字化
數(shù)字補(bǔ)償器設(shè)計(jì)流程如下:
1)      首先選擇一個(gè)合適的已知原型濾波器傳遞函數(shù)(要選擇合適的零極點(diǎn));
2)      將該原型濾波器的s域傳遞函數(shù)映射到z域中;
3)      將z域轉(zhuǎn)換為時(shí)域內(nèi)的線性差分方程;
從s域到z域的變換,我們一般采用雙線性變換,又稱Tustin變換和梯形變換。它將s域中的模擬傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換為z域中的等效數(shù)字傳遞函數(shù),它只是表示的一個(gè)近似值,相對(duì)于采樣頻率的交叉頻率越低,近似值就越可靠。
 
以3P3Z控制器設(shè)計(jì)為例,在s域的表達(dá)式為:
 
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進(jìn)行雙線性變換,將
 
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帶入Hc(s)中,經(jīng)過化簡可以得出z域表達(dá)式:
 
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將z域轉(zhuǎn)換為線性差分方程:
 
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在MCU里面執(zhí)行的大致過程如圖36所示:
 
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圖36 數(shù)字Ⅲ型控制器實(shí)現(xiàn)方式
 
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