- 討論5W可調光帶功率因數(shù)校正的LED驅動器設計
- 學習調光性能電路設計指南
- 兼容低成本的前沿調光器和更復雜的后沿調光器
一、電路特點描述
RD-251在12 V和18 V的LED燈串電壓下可提供350 mA單路恒流輸出。使用標準的AC市電可控硅調光器可將輸出電流降低至1% (3 mA)，這不會造成LED負載性能不穩(wěn)或發(fā)生閃爍。該電路可同時兼容低成本的前沿調光器和更復雜的后沿調光器。
該電路用于在通用AC輸入電壓范圍內（85 VAC至265 VAC，47 Hz至63 Hz）進行工作，但在0 VAC至300 VAC的輸入電壓范圍內也不會造成損壞。這樣可以提升現(xiàn)場應用可靠性，延長在線電壓跌落和浪涌條件下的使用壽命?；贚inkSwitch-PL的設計可提供高功率因數(shù)(>0.9)，有助于滿足所有現(xiàn)行國際標準的要求，可使單個設計全球通用。
該電源所選用的外形可滿足標準梨形(A19) LED替換燈的要求。輸出采用非隔離式，要求外殼的機械設計能夠將電源輸出和LED負載與用戶隔離。
二、電路圖（去除突出顯示的結構框即可用于非調光應用）
注釋：C1、R22及C12未裝配。
對于非調光應用，可去除有源衰減電路和泄放電路，以便檢測到以下元件： Q3、R20、R3、R4、R10、R11、C6及C3。 將R7、R8及R20替換為0歐電阻。
對于僅高壓應用，要想匹配如REV 300 W這樣的高漏感調光器， 可微調Busch 2250 (600 W)或下列類似元件。將F1替換為47/ 2W可熔電阻，將R7和R8替換為20，將C6替換為220 nF，將R10和R11替換為最小值510 /0.5 W，將C3替換為150nF，并將R16替換為1k/0.25 W。
三、電路原理分析
本電路為非隔離式、非連續(xù)導通模式反激轉換器電路，以350 mA的輸出電流為電壓為12V到18 V的LED燈串提供驅動。驅動器完全能夠在寬輸入電壓范圍內工作，并提供高功率因數(shù)。本電路可同時滿足輸入浪涌和EMI要求，其元件數(shù)較少，能夠使電路板尺寸滿足LED燈泡替換應用的要求。
3.1調光性能電路設計指南
對于使用低成本的可控硅前沿相控調光器提供輸出調光的要求，我們需要在設計時進行全面的權衡。由于LED照明的功耗非常低，整燈吸收的電流通常要小于調光器內可控硅的維持電流。這樣會產生調光范圍受限和/或閃爍等不良情況。由于LED驅動器的阻抗相對較大，因此在可控硅導通時，會產生很嚴重的振蕩。在可控硅導通的一瞬間，一股非常大的浪涌電流會流入驅動器的輸入電容，從而激發(fā)線路電感并造成電流振蕩。這同樣會造成類似不良情況，因為振蕩會使可控硅電流降至零并關斷，同時造成LED燈閃爍。
為克服這些問題，電路中采用了兩個電路功能塊–一個有源衰減電路和一個泄放電路。這些電路功能塊的缺點是會增大功耗，進而降低電源的效率。
在本設計中衰減電路和泄放電路的取值能夠使一個電路板與的絕大多數(shù)調光器（600 W以下的調光器并包括低成本前沿可控硅調光器）在整個輸入電壓范圍內正常工作。這一設計可實現(xiàn)在高壓輸入時將一個燈連接一個調光器來實現(xiàn)無閃爍照明。
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一個燈在高壓下工作會導致最小輸出電流和最大浪涌電流（可控硅導通時），這代表最差情況。因此，主動衰減電路和泄放電路的作用非常明顯：泄放電路可降低阻抗，衰減電路可提高阻抗。但這會增加功耗，進而降低驅動器的效率和整個系統(tǒng)的效能。
要求將多個燈連接到一個調光器以便正常工作會降低泄放電路所需的電流，此時可增大R10和R11的值并減小C6的值。
如果使燈具僅在低壓（85 VAC至132 VAC）下工作時，可在前沿可控硅調光器導通時出現(xiàn)的峰值電流大幅降低時降低R7和R8的值。
這兩種更改都會降低散耗和提高效率。
對于非調光應用，可直接省去這些元件，用跳線替代R7和R8，從而提高效率，但不會改變其他性能特性。
3.2輸入EMI濾波和輸入整流
EMI濾波器經優(yōu)化可降低對調光性能的影響。電阻R20為可熔電阻。如果某個元件故障會導致輸入電流過大，應選擇可熔電阻來使開路失效。與非PFC設計或無源PFC設計相比，薄膜電阻（相對于線繞電阻）是可以接受的。這會在輸入電容充電時降低瞬間功率耗散，但對于在高壓下工作的設計建議使用2 W的額定值。此外，它們可以限制相位超前可控硅調光器導通以及電容C4和C5充電時所產生的浪涌電流。當可控硅以90度或270度角導通時出現(xiàn)最差條件（浪涌電流達到最大），它對應于AC波形的波峰。最后，它們可以在前沿可控硅導通時衰減在AC輸入阻抗與電源輸入級之間由浪涌電流再次導致的任何電流振蕩。
兩個π型差模濾波器EMI級與C1、R2、L1和C2一起形成一個級，C4、L2、R9和C5形成第二個級。在測試時發(fā)現(xiàn)，沒有要求C1滿足傳導EMI限值，因此沒有裝配。
AC輸入由BR1進行整流，由C4和C5進行濾波。所選取的總等效輸入電容（C4、C5與C6的和）可確保LinkSwitch-PL器件對AC輸入進行正確的過零點檢測，這對于在調光期間維持正常工作和實現(xiàn)最佳性能很有必要。
3.3 有源衰減電路
有源衰減電路用于限制調光器內的可控硅導通時所產生的浪涌電流、相關電壓尖峰和振蕩。該電路在每個AC半周期的短暫時間內連接與輸入整流管串聯(lián)的阻抗（R7和R8），在剩下的AC周期則通過一個并聯(lián)SCR (Q3)旁路。電阻R3、R4和C3決定Q3導通前的延遲時間。
3.4 泄放電路
電阻R10、R11和C6形成泄放電路，確保初始輸入電流量足以滿足可控硅的維持電流要求，特別是在可控硅導通角不夠大的情況下。
對于非調光應用，可同時去除有源衰減電路和泄放電路。為此，可刪除下列元件：Q3、R20、R3、R4、R10、R11、C6及C3。 將R7、R8及R20替換為0歐電阻。
3.5 LinkSwitch-PL初級
LNK457DG器件(U1)集成了功率開關器件、振蕩器、輸出恒流控制、啟動以及保護功能。集成的725 V MOSFET提供更寬的電壓裕量，即使在發(fā)生輸入浪涌的情況下仍可確保高可靠性。該器件通過去耦電容C9從旁路引腳獲得供電。啟動后，C9由U1從內部電流源并經由漏極引腳進行充電，然后在正常工作期間則由輸出經由R15和D4進行供電。
經整流和濾波的輸入電壓加在T1初級繞組的一端。U1中集成的MOSFET驅動變壓器初級繞組的另一側。D2、R13、R12和C7形成RCD-R箝位電路，對漏感引起的漏極電壓尖峰進行限制。
二極管D6用于防止IC在功率MOSFET因反射輸出電壓超過DC總線電壓而關斷時產生負向振蕩（漏極電壓振蕩低于源極電壓），確保以最小輸入電容實現(xiàn)較高的功率因數(shù)。
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3.6 輸出整流
變壓器的次級由D5整流，由C11濾波。選用肖特基勢壘二極管來提高效率。由于C11在AC過零點期間提供能量存儲，因此它的值決定了線電壓頻率輸出紋波的幅值（因采用全波整流而為2 x fL ）。因此可根據(jù)所需的輸出紋波來調整該值。對于所顯示的680 微F值，輸出紋波為正負IO的50%。電阻R17和C10用來衰減高頻振蕩，改善傳導及輻射EMI。
3.7 輸出反饋
恒流模式設定點由R18上的電壓降決定，然后饋入U1的反饋引腳。輸出過壓保護由VR2和R14提供（R14對電流檢測信號的影響微不足道，可忽略不計）。
四、印刷電路板布局
印刷電路板頂部布局（上）和底部布局（下)
[page]五、裝配后的電路板
