LED照明的中心議題：

• 反激基礎(chǔ)
• 準(zhǔn)諧振工作
• 初級(jí)端調(diào)節(jié)
• 調(diào)光

本文描述了針對(duì)LED照明的高功率因數(shù)反激式轉(zhuǎn)換器，可實(shí)現(xiàn)所有這些特性并且能夠使用基于可控硅（TRIAC）的標(biāo)準(zhǔn)調(diào)光器來進(jìn)行調(diào)光。

I. 反激基礎(chǔ)

對(duì)于最高約100W的隔離電源，反激式拓?fù)湟驯粡V為接受，因?yàn)樗鄬?duì)簡(jiǎn)單，構(gòu)成元件少，具有成本效益優(yōu)勢(shì)且性能合理。借助飛兆半導(dǎo)體應(yīng)用手冊(cè)AN-4137，其基本工作原理簡(jiǎn)單并易于解釋。當(dāng)MOSFET Q1導(dǎo)通時(shí)，變壓器T1初級(jí)端中的電流線性斜升，建立了一個(gè)儲(chǔ)存能量的磁場(chǎng)，變壓器繞組的極性點(diǎn)顯示極性滿足條件以致次級(jí)端整流器DRect在此期間關(guān)斷。一旦MOSFET斷開，根據(jù)楞次定律(Lenz''s law)，跨越變壓器的所有電壓的極性反轉(zhuǎn)。DRect現(xiàn)在開始導(dǎo)通且儲(chǔ)存在T1中的能量傳送到電容器CFilt中。PWM控制器的占空比(Duty cycle)和變壓器圈比一起決定輸出電壓，其在隔離反饋網(wǎng)絡(luò)的幫助下是穩(wěn)定的。因?yàn)槌跫?jí)和次級(jí)之間的不完全耦合，即漏電感的存在，網(wǎng)絡(luò)DCL、CCL 和RCL鉗位電壓突升。這對(duì)于減少Q(mào)1的電壓應(yīng)力是重要的，但同時(shí)也是功率損耗的一個(gè)來源，因?yàn)镽CL中的能量被消耗了。

圖1. 基于反激式工作的SMPS簡(jiǎn)化原理圖

通常情況下，開關(guān)電源能夠以兩種不同的模式工作：不連續(xù)導(dǎo)通模式(discontinuous conduction mode ，DCM)，MOSFET僅在二極管DRec中的電流下降到零后導(dǎo)通；以及連續(xù)導(dǎo)通模式(continuous conduction mode，CCM)，其在仍有電流流過DRect時(shí)導(dǎo)通。有時(shí)會(huì)提到第三種模式：轉(zhuǎn)換或臨界導(dǎo)通模式(boundary conduction mode ，BCM)，在二極管電流為零后，MOSFET總是立即導(dǎo)通。顧名思義，此模式介于DCM 和CCM模式之間。

II. 準(zhǔn)諧振工作

反激式轉(zhuǎn)換器到目前為止就是一個(gè)所謂的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器。其意思是在漏電流較高時(shí)MOSFET斷開，在漏電壓較高其接通。因?yàn)樵诿總€(gè)開關(guān)周期里，下降/上升電流和上升/下降電壓交迭，它們的結(jié)果是不可忽略的，每次轉(zhuǎn)換有相當(dāng)大的稱作開關(guān)損耗的功率損耗。在一個(gè)DCM反激中，在MOSFET導(dǎo)通時(shí)無電流流過，但MOSFET的固有電容CDS必須放電，并且儲(chǔ)存在此電容中的能量必須消耗。如果還記得，儲(chǔ)存的能量為0.5xCDSxVDS2，很顯然，以盡可能低的VDS 接通MOSFET是有利的。

在以DCM模式運(yùn)行的硬開關(guān)反激中，可以注意到在能量被完全傳送到次級(jí)且變壓器去磁之后漏電壓會(huì)發(fā)生振蕩。此振蕩由變壓器初級(jí)端電感Lp和MOSFET的漏源電容CDS引起。準(zhǔn)諧振拓?fù)浔O(jiān)控漏極波形并檢測(cè)此振蕩的最小值以接通MOSFET。使用此方法，開關(guān)損耗減少了并且可以通過提高斷開時(shí)VDS使其進(jìn)一步減小，代價(jià)則是提高VDS增加了MOSFET的成本。
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無需探究得更詳細(xì)，可以這樣說，傳統(tǒng)QR開關(guān)具有負(fù)載減少時(shí)開關(guān)頻率增加的缺點(diǎn)，因?yàn)殚_關(guān)與變壓器去磁同步。 (負(fù)載)電流水平越低則后者發(fā)生越快。通過QR開關(guān)，即使開關(guān)損耗本身減少了，低負(fù)載水平下的高頻率工作在這些條件下會(huì)破壞損耗平衡。

圖2：準(zhǔn)諧振開關(guān)

因此，先進(jìn)的QR控制器使用改進(jìn)的機(jī)制來檢測(cè)最小漏電壓。例如FAN6300A具有一定的最小時(shí)間8μs，在此期間同步電路禁用。只有這段時(shí)間過去后，下一個(gè)漏電壓最小值才被檢測(cè)。結(jié)果是檢測(cè)漏電壓振蕩的第n個(gè)最小值，而不是第一個(gè)最小值。在減小反饋水平也即減少負(fù)載條件下，如果此最小的停止時(shí)間增加了，甚至有可能降低開關(guān)頻率和減少負(fù)載電流，帶來極佳的低負(fù)載電流效率。

III. 初級(jí)端調(diào)節(jié)(PRIMARY SIDE REGULATION，PSR)

由于它們相對(duì)恒定而溫度和生產(chǎn)參數(shù)決定導(dǎo)通電壓，LED應(yīng)該由恒定電流驅(qū)動(dòng)。這通常由某些電路來實(shí)現(xiàn)，如圖1簡(jiǎn)化原理圖所示，對(duì)輸出電流進(jìn)行取樣和放大來驅(qū)動(dòng)光學(xué)隔離反饋網(wǎng)絡(luò)，實(shí)施此電路的標(biāo)準(zhǔn)方法是使用需要額外穩(wěn)定工作電壓的運(yùn)算放大器，這使得次級(jí)端設(shè)計(jì)顯著復(fù)雜化。除去這一點(diǎn)，觀察光耦合器在典型鎮(zhèn)流器應(yīng)用中的表現(xiàn)，這種器件在溫度升高的情況下使用壽命會(huì)縮短。

一個(gè)機(jī)制是忽略復(fù)雜的次級(jí)端電路并延長使用壽命，因?yàn)樵谒^的初級(jí)端調(diào)節(jié)中無需光電耦合。后者采用了這樣的事實(shí)，即兩個(gè)不同的反激輸出電壓的比例主要由它們各自變壓器線圈的繞線比例確定。如果其中之一的輸出，也就是說為PWM控制器產(chǎn)生Vcc的那個(gè)輸出是穩(wěn)定的，那么其余輸出也將相對(duì)穩(wěn)定。

如果涉及到輸出電流的調(diào)節(jié)，情況變得更為復(fù)雜一點(diǎn)?；具\(yùn)算顯示MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)該隨著負(fù)載電壓的平方根而變化，這不容易實(shí)現(xiàn)。若負(fù)載電壓的變化被限制在更小的范圍內(nèi)，實(shí)際上就LED來說，平方根的線性近似值是可接受的。

IV. 調(diào)光

到目前為止，業(yè)界采用很多不同的電子調(diào)光器來測(cè)試鎮(zhèn)流器。所謂的''Tronic''或''相位截止''調(diào)光器，與電子變壓器共用以實(shí)現(xiàn)鹵素?zé)舻某錾ぷ?，因?yàn)檫@些調(diào)光器中的開關(guān)元件不是三端雙向可控硅開關(guān)元件(TRIAC)且并不依賴于一定的維持電流。

許多標(biāo)準(zhǔn)的基于TRIAC的相位截止調(diào)光器也工作良好，但這里的情況更復(fù)雜。因?yàn)門RIAC需要一定的維持電流，該電流與最小可控功率相關(guān)，那些調(diào)光器具有較低的最小功率，可以說20W，低功率調(diào)光器相比具有高數(shù)值的調(diào)光器具有更好的適合性。這實(shí)際上與采用基于TRIAC的調(diào)光器的白熾燈并無不同。但因?yàn)橐粋€(gè)20W的LED可能替換一個(gè)75W白熾燈，采用內(nèi)置額定50W最小負(fù)載的調(diào)光器可能發(fā)生故障。

使用某些調(diào)光器而可能發(fā)生的第二個(gè)問題是輸入濾波器連同C102的振鈴，其可能引起TRIAC錯(cuò)誤斷開和再觸發(fā)。假若這樣，由一個(gè)大約470/2W的電阻與一個(gè)100nF/400V薄膜電容串聯(lián)組成的阻尼網(wǎng)絡(luò)可以起到幫助作用。此網(wǎng)絡(luò)僅在必要時(shí)加入，因?yàn)樗鼤?huì)消耗一些功率并降低效率。