電流型雙環(huán)控制技術(shù)在DC/DC變換器中廣泛應(yīng)用，較單電壓環(huán)控制可以獲得更優(yōu)良的動態(tài)和靜態(tài)性能。其基本思路是以外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為內(nèi)環(huán)電流給定，檢測電感(或開關(guān))電流與之比較，再由比較器的輸出控制功率開關(guān)，使電感和功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓調(diào)節(jié)器的輸出而變化。如此構(gòu)成的電流、電壓雙閉環(huán)變換器系統(tǒng)瞬態(tài)性能好、穩(wěn)態(tài)精度高，特別是具有內(nèi)在的對功率開關(guān)電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出，其控制較DC/DC變換器復(fù)雜得多，早期采用開關(guān)點預(yù)置的開環(huán)控制方式，近年來瞬時反饋控制方式被廣泛研究，多種各具特色的實現(xiàn)方案被提出，其中三態(tài)DPM(離散脈沖調(diào)制)電流滯環(huán)跟蹤控制方式性能優(yōu)良，易于實現(xiàn)。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制，介紹其工作原理，與電流滯環(huán)跟蹤控制方式比較動態(tài)和靜態(tài)性能，并給出仿真結(jié)果。

三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式

電流滯環(huán)跟蹤控制方式有多種實現(xiàn)形式，其中三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制性能較好且易于實現(xiàn)。參照圖1，它的基本工作原理是：檢測濾波電感電流iL，產(chǎn)生電流反饋信號if。if與給定電流ig相比較，根據(jù)兩個電流瞬時值之差來決定單相逆變橋的4個開關(guān)在下一個開關(guān)周期中的導通情況：ig-if>h時(h見圖1，為電流滯環(huán)寬度，可按參考文獻[1]P64式5?2選取)S1、S4導通，UAB=+E，+1狀態(tài);ig-if-h時S2、S3導通，UAB="-"E，-1狀態(tài)；|ig-if|h時S1、S3或S2、S4導通，UAB="0，"0狀態(tài)。兩個D觸發(fā)器使S1～S4的開關(guān)狀態(tài)變化只能發(fā)生在周期性脈沖信號CLK(頻率2f)的上升沿，也就是說開關(guān)點在時間軸上是離散的，且最高開關(guān)頻率為f。

仿真和實驗表明，iL正半周，逆變器基本上在+1和0狀態(tài)間切換，而iL負半周，逆變器基本上在-1和0狀態(tài)間切換，只有U0過零點附近才有少量的+1和-1之間的狀態(tài)跳變，從而使輸出脈動減小。

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綜合常規(guī)PWM單、雙極性工作方式的優(yōu)缺點，并借鑒滯環(huán)控制技術(shù)，得到改進的電流環(huán)控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補，S1、S2以高頻互補方式工作。其基本工作原理：

(1)ig正半周，即ig>0時
比較器CMP1輸出高電平，S3一直關(guān)斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS1置1，S1、S4導通，S2關(guān)斷，UAB為+E，iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E-U0)/L       (1)
當iL升至if>ig時RS1翻轉(zhuǎn)，S1關(guān)斷、S2導通，UAB為0，iL按式(2)變化
M2=diL/dt=-U0/L       (2)

若U0>0，則iL下降，至開關(guān)周期結(jié)束;而若U00，則iL繼續(xù)上升，此時可能出現(xiàn)三種情況：
①if上升率小于ig，則if相對于ig下降至開關(guān)周期結(jié)束；
②if上升率略大于ig，開關(guān)周期結(jié)束時if大于ig而小于ig+h，則下一個開關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0);
③若if升至ig+h，則CMP3翻轉(zhuǎn)為1、將RS3清零，S4關(guān)斷，負載通過D2、D3續(xù)流，UAB為-E，iL按式(3)下降至開關(guān)周期結(jié)束。if的峰值不大于ig+h
M2=diL/dt=-(E+U0)/L        (3)

(2)ig負半周，即ig比較器CMP1輸出低電平，S4一直關(guān)斷。

時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS2清0，S2、S3導通，S1關(guān)斷，UAB為-E，iL按式(3)下降。

當iL降至if時RS2翻轉(zhuǎn)，S2關(guān)斷、S1導通，UAB為0，iL按式(2)變化：若U0，則iL上升至開關(guān)周期結(jié)束；而若U0>0，則iL繼續(xù)下降，此時也可能出現(xiàn)三種情況：
①if下降率小于ig，則if相對于ig上升至開關(guān)周期結(jié)束；
②if下降率略大于ig，開關(guān)周期結(jié)束時if小于ig而大于ig-h，則下一個開關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0)；
③若if降至ig-h，則CMP4翻轉(zhuǎn)為1，RS3清零，S3關(guān)斷，負載通過D1、D4續(xù)流，UAB為+E，iL按式(1)上升至開關(guān)周期結(jié)束。|if|的峰值不大于|ig-h|，即|ig|+h。

可見，這也是一種三態(tài)工作方式：iL與U0同相時，逆變器工作在PWM方式，在1狀態(tài)和0狀態(tài)(或-1狀態(tài)和0狀態(tài))間轉(zhuǎn)換;二者反相時，滯環(huán)才起作用，它使逆變器在1，0和-1三種狀態(tài)間轉(zhuǎn)換。 [page]
靜態(tài)性能的比較

以某逆變器為例，分析和比較上述兩種控制方式下的動態(tài)和靜態(tài)性能。電路參數(shù)：E=180VDC，L=1mH,C=20μF；調(diào)制頻率為f；輸出：U0=115VAC、fo=400Hz；額定負載：1kVA電流和電壓反饋系數(shù)分別為0.4167和0.25；電壓調(diào)節(jié)器為PI型：放大倍數(shù)Ap=13?5，時間常數(shù)τ1=0.27ms；

表1為不同負載和不同調(diào)制頻率下U0與基準電壓Ur的靜態(tài)誤差和U0的THD。
靜差定義為：，式中U01是U0基波份量有效值，Uon為輸出電壓額定值。
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分析表1及仿真波形(略)，發(fā)現(xiàn)：

(1)調(diào)制頻率f較低時，電流型準PWM波形失真較嚴重，但其THD隨f升高而迅速減小。
(2)功率開關(guān)管在電流型PWM方式時的平均開關(guān)頻率高于滯環(huán)方式，這意味著前者的開關(guān)損耗較大。
(3)電流型PWM方式下，諧波分量集中在調(diào)制頻率及其整倍數(shù)附近，而電流滯環(huán)跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內(nèi)，調(diào)制頻率較低時容易產(chǎn)生較大的噪音。
(4)輸出電壓靜差基本不受電流跟蹤方式、調(diào)制頻率影響，主要取決于電壓調(diào)節(jié)器參數(shù)，也受主電路參數(shù)影響。

動態(tài)性能的比較

由于開關(guān)點的離散性，DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個時間常數(shù)為1/f的等效純滯后環(huán)節(jié)，對閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)性能有不利影響。圖3為起動及負載變化時兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形?？梢?，PWM方式下的動態(tài)性能較好，特別是調(diào)制頻率較低時，差別更明顯。但隨著調(diào)制頻率的提高，滯后時間常數(shù)減小，滯環(huán)方式的動態(tài)性能明顯改善，接近于PWM方式。

改變PI電壓調(diào)節(jié)器參數(shù)(減小放大倍數(shù)或增大積分時間常數(shù))可以改善動態(tài)響應(yīng)的穩(wěn)定性、減小動態(tài)壓降，但又將增大靜態(tài)誤差，即重載時的電壓降落，延長調(diào)節(jié)時間。換言之，在達到同樣動態(tài)性能的前提下，電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數(shù)或較小的積分時間常數(shù)，從而獲得更好的靜態(tài)性能。

結(jié)語

三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式實現(xiàn)簡單，開關(guān)損耗較低、失真較小。電流型準PWM控制方式可以獲得較好的動態(tài)性能，特別是系統(tǒng)穩(wěn)定性及較小的輸出電壓降落，電路實現(xiàn)比較復(fù)雜，適于調(diào)制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調(diào)制頻率較高時，三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤不失為一種簡單而性能優(yōu)良的控制方式。

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