【導(dǎo)讀】BUCK電路可以說(shuō)再熟悉不過(guò)了，BUCK電路一直以其實(shí)用性強(qiáng)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的特性被廣泛應(yīng)用。但是本文要講解的不是電路設(shè)計(jì)，而是電路中電流取樣電阻的安放位置問(wèn)題，因?yàn)楹芏嗟脑卜盼恢煤艽蟪潭壬嫌绊懼娐沸阅堋?/strong>
相對(duì)于電壓模式的Buck變換器，盡管電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測(cè)電阻并且這會(huì)影響到系統(tǒng)的效率和成本，但電流模式的Buck變換器仍然獲得更為廣泛的應(yīng)用，這是因?yàn)槠渚哂幸韵碌?strong>優(yōu)點(diǎn)：
饋內(nèi)在cycle-by-cycle峰值限流。
電感電流真正的軟起動(dòng)特性。
精確的電流檢測(cè)環(huán)。
輸出電壓與輸入電壓無(wú)關(guān)，一階的系統(tǒng)容易設(shè)計(jì)反饋環(huán)，系統(tǒng)的穩(wěn)定余量大穩(wěn)定性好，對(duì)于所有陶冶電容容易補(bǔ)償。
易實(shí)現(xiàn)多相位/多變換器的并聯(lián)操作得到更大輸出電流。
允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容。對(duì)于電流模式的Buck變換器，電流的取樣電阻有三種不同的放置方式：
放置在輸入回路即與高端主開(kāi)關(guān)管相串聯(lián)。
放置在輸出回路即與電感相串聯(lián)。
放置在續(xù)流回路即與續(xù)流的二極管或同步開(kāi)關(guān)管相串聯(lián)。有時(shí)候?yàn)榱颂岣咝?，可以取消外加的取樣電阻，用高端主開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻、電感DCR或續(xù)流同步開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻。
本文將詳細(xì)的闡述這些問(wèn)題并比較它們各自的優(yōu)缺點(diǎn)，從而使電源工程師有針對(duì)性的選取不同的架構(gòu)來(lái)滿足實(shí)際的應(yīng)用要求。
電流取樣電阻在輸入端的Buck變換器
電流取樣電阻在輸入端的Buck變換器如圖1所示。在電流模式的Buck變換器拓樸結(jié)構(gòu)中，反饋有二個(gè)環(huán)路：一個(gè)電壓外環(huán)，另一個(gè)是電流的內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)。
電壓誤差放大器的同相端接到一個(gè)參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端VC。若電壓型放大器是跨導(dǎo)型放大器，則反饋環(huán)節(jié)連接到電壓誤差放大器的輸出端VITH和地。目前，在高頻DCDC的應(yīng)用中，跨導(dǎo)型放大器應(yīng)用更多。
本文就以跨導(dǎo)型放大器進(jìn)行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導(dǎo)型放大器放大，然后輸出，輸出值為VITH，跨導(dǎo)型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號(hào)為電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)VSENSE。由此可見(jiàn)，對(duì)于電流比較器，電壓外環(huán)的輸出信號(hào)作為電流內(nèi)環(huán)的給定信號(hào)。
對(duì)于峰值電流模式，工作原理如下：在時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)時(shí)，高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)也線性上升，由于此時(shí)電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)高于電流檢測(cè)電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓;當(dāng)電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)繼續(xù)上升，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)時(shí)，電流比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，從高電平翻轉(zhuǎn)為低電壓，邏輯控制電路工作，關(guān)斷高端的主開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，高端的主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)電感開(kāi)始去磁，電流線性下降，到一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)，如此反復(fù)。由此可見(jiàn)：峰值電流模式檢測(cè)的是上升階段的電流信號(hào)。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，輸入回路高端的主開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流波形為上升階段的梯形狀波形。續(xù)流回路低端的開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流波形為下降階段的梯形狀波形。而輸出回路電感的電流波形為包含上升和下降階段的鋸齒狀波形。因此：如果電流取樣電阻放在Buck變換器的輸入回路，系統(tǒng)一定工作于峰值電流模式。
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注意到：對(duì)于Buck變換器，輸入電壓高于輸出電壓，電流取樣電阻放在Buck變換器的輸入回路，那么電流比較器的兩個(gè)輸入管腳的共模電壓為高的輸入電壓。對(duì)于輸入電壓大于12V的應(yīng)用，電流比較器的兩個(gè)輸入管腳的共模電壓也必然大于12V，這樣電流比較器的成本很高，因此，電流取樣電阻放在Buck變換器的輸入回路一般應(yīng)用于低的輸入電壓，尤其是低輸入電壓的單芯片的Buck變換器。高端的功率MOSFET集成在單芯片中，由于電流取樣電阻放在Buck變換器的輸入回路，所以電阻取樣，電流比較器均可以集成在單芯片中，設(shè)計(jì)十分緊湊。
注意的是：高端的主開(kāi)關(guān)管和低端的同步續(xù)流管之間要設(shè)定一定的死區(qū)時(shí)間防止上下管的直通。
圖1：電流取樣電阻在輸入端的同步Buck變換器
如果采用高端的功率MOSFET的導(dǎo)通電阻作為電流取樣電阻，這樣可以省去額外的電流取樣電阻，從而提高效率。但是由于MOSFET的導(dǎo)通電阻值比較分散，而且隨溫度的變化也會(huì)在較大范圍內(nèi)波動(dòng)，因此電流取樣的精度差。峰值電流模式容易受到電流信號(hào)前沿尖峰干擾。在占空比大于50%時(shí)需要斜坡補(bǔ)償。
電流取樣電阻在續(xù)流端的Buck變換器
前面的討論知道：在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，續(xù)流回路即低端的開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流波形為下降階段的梯形狀波形。對(duì)于這種電流模式常稱(chēng)為谷點(diǎn)電流模式。和峰值電流模式一樣，谷點(diǎn)電流模式反饋也有二個(gè)環(huán)路：一個(gè)電壓外環(huán)，另一個(gè)是電流的內(nèi)環(huán)。其工作原理如下：高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，電感激磁，電流線性上升;高端MOSFET的導(dǎo)通一段固定的時(shí)間，此時(shí)間由PWM設(shè)定。當(dāng)高端MOSFET關(guān)斷后，低端MOSFET導(dǎo)通，此時(shí)電感開(kāi)始去磁，電流線性下降。注意到低端MOSFET的電流隨著時(shí)間線性下降，電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)也線性下降，由于此時(shí)電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)低于電流檢測(cè)電阻的電壓，電流比較器輸出為低電平。當(dāng)電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)繼續(xù)下降，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)時(shí)，電流比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，從低高電平翻轉(zhuǎn)為高電壓，邏輯控制電路工作，關(guān)斷低端的續(xù)流開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，此時(shí)電感開(kāi)始激磁，電流線性上升，進(jìn)入下一個(gè)周期，如此反復(fù)。
需要注意的是，高端的主開(kāi)關(guān)管和低端的同步續(xù)流管之間要設(shè)定一定的死區(qū)時(shí)間防止上下管的直通。
谷點(diǎn)電流模式具有寬輸入電壓、低占空比、易檢測(cè)電流和快速負(fù)載響應(yīng)。在占空比小于50%時(shí)需要斜坡補(bǔ)償。負(fù)載響應(yīng)快速的原因在于谷點(diǎn)電流模式從當(dāng)前的脈沖周期響應(yīng)，而峰值電流模式從下一個(gè)脈沖周期響應(yīng)。當(dāng)輸入和輸出電壓變化時(shí)，若高端MOSFET的導(dǎo)通的時(shí)間固定不變化，那么系統(tǒng)將工作在變頻模式，不利于電感的優(yōu)化工作。因此在PWM內(nèi)部需要一個(gè)前饋電路，使高端MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間隨輸入電壓成反比的變化，隨輸出電壓成正比的變化，從而維持在輸入電壓變化和負(fù)載變化時(shí)，變換器近似的工作于定頻方式。
圖2：電流取樣電阻在續(xù)流端的同步Buck變換器
如果采用低端續(xù)流功率MOSFET的導(dǎo)通電阻作為電流取樣電阻，這樣可以省去額外的電流取樣電阻，從而提高效率。同樣，由于MOSFET的導(dǎo)通電阻值比較分散，而且隨溫度的變化也會(huì)在較大范圍內(nèi)波動(dòng)，因此電流取樣的精度差。但這種配置通常應(yīng)用于高輸入電壓，低輸出電壓及大輸出電流的變換器。
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電流取樣電阻在輸出端的Buck變換器
前面的討論知道：輸出回路電感的電流波形為包含上升和下降階段的鋸齒狀波形。因此電流取樣電阻在輸出端，變換器可以工作于谷點(diǎn)電流模式，也可工作于峰值電流模式。但通常這種配置工作于峰值電流模式。
圖3：電流取樣電阻在輸出端的同步Buck變換器
由于輸出電壓低，那么電流比較器的兩個(gè)輸入管腳的共模電壓較低，因此可以使用低輸入共模電壓的差動(dòng)放大器，提高電流檢測(cè)的精度，降低噪聲。這種配置另一個(gè)大的優(yōu)點(diǎn)是可以使用電感的DCR作為電流檢測(cè)電阻。要注意的是，在電感值和飽和電流滿足整個(gè)輸入電壓范圍和輸出負(fù)載電流范圍的前提下，對(duì)電感的DCR有一定的限制，因而在一些應(yīng)用中需要定制電感。此外，電流比較器的輸入阻抗要大，兩個(gè)輸入管腳的偏置電流要小，從而提高使用DCR作為電流檢測(cè)電阻時(shí)的檢測(cè)精度。相關(guān)的濾波元件也在設(shè)計(jì)作相應(yīng)的匹配，如下圖所示。
圖4：電感DCR作電流取樣電阻的濾波網(wǎng)絡(luò)
通常，由于DCR值通常大于設(shè)計(jì)要求的電阻值，因此需要一個(gè)電阻分壓器來(lái)得到所需要的電壓值，另外，為了滿足濾波器時(shí)間的要求。另外，為了滿足濾波器時(shí)間的要求
結(jié)語(yǔ)
電流取樣電阻放在輸入端可配置為峰值電流模式，使用高端MOSFET導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻可提高效率，但影響電流取樣精度。
電流取樣電阻放在續(xù)流端可配置為響應(yīng)速度快的谷點(diǎn)電流模式，使用續(xù)流MOSFET導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻可提高效率，但影響電流取樣精度。
電流取樣電阻放在輸出端可配置為峰值和谷點(diǎn)電流兩種模式，常用峰值電流模式。使用電感DCR作電流取樣電阻可提高效率，但設(shè)計(jì)和調(diào)試變得復(fù)雜，同時(shí)影響電流取樣精度。
本篇文章從電流取樣電阻的三種擺放位置入手，詳細(xì)的講解其中的優(yōu)缺點(diǎn)。同時(shí)還闡述了由此而產(chǎn)生的峰值電流模式和谷點(diǎn)電流模式的工作原理以及它們各自的工作特性。文中同時(shí)給出了使用高端主開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通電阻、低端同步開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通電阻以及電感DCR作為電流取樣電阻時(shí)，設(shè)計(jì)應(yīng)該注意的問(wèn)題。
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