許多開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)是由嚴(yán)苛的輸出噪聲要求驅(qū)動(dòng)的。對(duì)低輸出噪聲的需求促使設(shè)計(jì)人員加大輸出濾波，例如在輸出端使用多個(gè)電容。隨著輸出軌上電容的增加，過(guò)大浪涌電流可能會(huì)給啟動(dòng)過(guò)程造成問(wèn)題，導(dǎo)致電感飽和或損壞功率開(kāi)關(guān)。

 

不同于開(kāi)關(guān)控制器，單片開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的功率開(kāi)關(guān)在芯片內(nèi)部。這對(duì)于負(fù)載點(diǎn)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器應(yīng)用而言是一種理想方法，因?yàn)樗哂懈〉腜CB尺寸和更好的柵極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)。這意味著，為了避免損壞開(kāi)關(guān)和穩(wěn)壓器芯片本身，過(guò)流保護(hù)是必須的。雙通道、高性能DC-DC單芯片開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器 ADP5070 就是一個(gè)例子，如圖1所示。

 

圖1. 采用ADP5070穩(wěn)壓器的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器

 

在輸出過(guò)載情況下或啟動(dòng)時(shí)會(huì)有大電流流過(guò)內(nèi)部開(kāi)關(guān)的情況下，為防止電路受損，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器制造商在單芯片開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器上會(huì)采用不同的限流技術(shù)。盡管存在限流保護(hù)，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器仍可能無(wú)法正常工作，尤其是在啟動(dòng)期間。例如，打嗝模式用作限流保護(hù)手段時(shí)，在初始上電期間，輸出電容仍處于完全放電狀態(tài)，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器可能進(jìn)入打嗝模式，導(dǎo)致啟動(dòng)時(shí)間延長(zhǎng)或可能根本不啟動(dòng)。除負(fù)載外，輸出電容可能會(huì)引起過(guò)大的浪涌電流，導(dǎo)致電感電流升高并達(dá)到打嗝模式限流閾值。

 

 

開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器內(nèi)部集成功率開(kāi)關(guān)，使限流保護(hù)成為基本功能。常用限流方案有三種：恒流限流、折返限流和打嗝模式限流。

 

 

對(duì)于恒流限流方案，當(dāng)發(fā)生過(guò)載情況時(shí)，輸出電流保持恒定值(ILIMIT)。因此，輸出電壓會(huì)下降。這種方案通過(guò)逐周期限流實(shí)現(xiàn)，利用流經(jīng)功率開(kāi)關(guān)的峰值電感電流信息檢測(cè)過(guò)載狀況。

 

圖2. 逐周期恒流限流

 

圖2顯示了在峰值限流方案中，一個(gè)降壓轉(zhuǎn)換器在正常和過(guò)載情況下的典型電感電流。在過(guò)載狀況期間，如ILIMIT所示，當(dāng)檢測(cè)到的峰值電流大于預(yù)定閾值時(shí)，開(kāi)關(guān)周期終止。

 

在恒流限流方案中，輸出電流保持在ILIMIT，導(dǎo)致穩(wěn)壓器功耗很高。此功耗會(huì)導(dǎo)致結(jié)溫升高，可能超過(guò)熱限值。

 

 

折返限流方案部分解決了恒流限流的問(wèn)題，在故障或過(guò)載情況下有助于將晶體管保持在安全工作區(qū)域。圖3比較了恒流和折返限流兩種方案的VOUT與IOUT響應(yīng)曲線。與恒流限流相反，輸出電流(IOUT)的減小降低了功耗，從而降低了開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的熱應(yīng)力。

 

圖3. 恒流和折返兩種方案的VOUT與IOUT曲線

 

該方案的缺點(diǎn)是不能完全自恢復(fù)。由于其折返特性，并且取決于負(fù)載性質(zhì)，一旦達(dá)到或超過(guò)限流閾值，工作點(diǎn)可能落入趨向短路工作點(diǎn)的折返區(qū)域。這將需要斷電重啟器件或重新使能器件，使其恢復(fù)正常工作狀態(tài)。

 

 

在打嗝模式限流方案中，轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)進(jìn)入一系列突發(fā)短脈沖，然后是睡眠時(shí)間，"打嗝"名稱正是由此而來(lái)。一旦發(fā)生過(guò)載狀況，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器即進(jìn)入打嗝模式，其中的睡眠時(shí)間是指開(kāi)關(guān)斷開(kāi)預(yù)定時(shí)間。睡眠時(shí)間結(jié)束時(shí)，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器將嘗試從軟啟動(dòng)狀態(tài)重新啟動(dòng)。如果限流故障已清除，器件將恢復(fù)正常工作，否則重新進(jìn)入打嗝模式。

 

打嗝模式限流方案克服了上面討論的兩種過(guò)流保護(hù)的缺點(diǎn)。首先，它解決了散熱問(wèn)題，因?yàn)樗邥r(shí)間降低了平均負(fù)載電流，使轉(zhuǎn)換器得以冷卻。其次，一旦過(guò)載條件消除，器件便能平穩(wěn)地自動(dòng)恢復(fù)。

 

但是，如果啟動(dòng)過(guò)程中打嗝模式檢測(cè)處于激活狀態(tài)，則可能會(huì)出現(xiàn)一些問(wèn)題。除負(fù)載電流外，過(guò)大浪涌電流可能會(huì)導(dǎo)致電感電流超出限流閾值，從而觸發(fā)打嗝模式，阻止轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)。例如，ADP5071的反相穩(wěn)壓器的負(fù)輸出配置為-15 V輸出電壓、100 mA輸出電流和大約63 μF的總輸出電容，由3.3 V電源供電后不會(huì)啟動(dòng)。如圖4所示，由于大輸出浪涌電流觸發(fā)限流閾值，負(fù)軌處于打嗝模式。電感電流峰值達(dá)到1.5 A左右，超過(guò)了約1.32 A的典型限流閾值。

 

圖4. 打嗝模式下的ADP5071反相穩(wěn)壓器

 

另外，如果由于輸出電容較大而引起浪涌過(guò)大，轉(zhuǎn)換器的啟動(dòng)時(shí)間可能會(huì)意外變長(zhǎng)，如圖5所示。

 

圖5. ADP5070反相穩(wěn)壓器延遲啟動(dòng)

 

 

在非隔離式開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器中，電感的位置決定轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。輸入和輸出之間有一個(gè)共用參考地，電感位置只有三個(gè)可能的不同軌：輸入、輸出和接地軌。

 

圖6顯示了這三種基本開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。當(dāng)電感位于輸出軌時(shí)，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為降壓型。當(dāng)電感位于輸入軌時(shí)，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為升壓型。當(dāng)電感位于接地軌時(shí)，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為反相升降壓型。

 

圖6. 基本開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

 

在穩(wěn)態(tài)條件下，由于電容上的平均電流為零，所以輸出軌上的平均電流(IOUTRAIL)必定等于輸出電流。對(duì)于降壓拓?fù)?，IL-AVE = IOUT。但對(duì)于升壓和反相升降壓型拓?fù)?，ID-AVE = IOUT。

 

對(duì)于升壓和反相升降壓型拓?fù)?，電流僅在開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間流過(guò)二極管。因此在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間，ID-AVE = IL-AVE。要計(jì)算相對(duì)于輸出電流的平均電感電流，請(qǐng)參考圖7。關(guān)斷時(shí)間內(nèi)綠色矩形區(qū)域是平均二極管電流ID-AVE，其高度等于IL-AVE，寬度等于TOFF。此電流全部到達(dá)輸出端，因此可以轉(zhuǎn)換成平均寬度為T(mén)、高度為IOUT的矩形區(qū)域。

 

圖7. 升壓型或反相升降壓型的二極管電流

 

表1是對(duì)平均電感電流IL-AVE和開(kāi)關(guān)占空比D的總結(jié)?；谶@些公式，當(dāng)輸入電壓處于最小值以提供最大占空比時(shí)，并且當(dāng)輸出電流處于最大值時(shí)，電感電流將處于最大值。

 

表1. 平均電感電流和占空比電感電流峰值

 

 

圖8顯示了升降壓逆變器在穩(wěn)態(tài)條件和連續(xù)導(dǎo)通工作模式下的電感電壓和電流波形。對(duì)于任何開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電感電流紋波量(ΔIL)都可以根據(jù)理想電感公式2得出。

 

圖8. 電感電流的"擺幅"

 

 

在電感電流為三角形且呈現(xiàn)恒定變化率（因此有恒定感應(yīng)電壓）的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中，(ΔIL/Δt)可以用在電感公式中，重新整理的公式3中就這一項(xiàng)。電感電流紋波由施加到電感的伏秒和電感值決定。

 

 

開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間很容易與占空比和開(kāi)關(guān)頻率相聯(lián)系，如公式4所示。因此，在后面的公式中在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間使用伏秒乘積要比開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間更方便。

 

 

表2總結(jié)了三種不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的電感電流紋波。公式3中的伏秒乘積項(xiàng)tON被公式4代替，VL-ON項(xiàng)被電感上的感應(yīng)電壓（取決于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）代替。

 

表2. 電感電流紋波

 

回顧圖8中的穩(wěn)態(tài)電感電流，可觀察到，電感電流平均值恰好位于斜坡的幾何中心，或波形擺幅的ΔIL/2點(diǎn)處。因此，電感電流峰值等于電感電流均值與電感電流紋波的一半之和，如公式5所示。

 

 

 

公式6定義了電容的充電電流或位移電流。它指出，流經(jīng)一個(gè)電容的電流對(duì)應(yīng)于該電容上的電壓變化率。

 

 

選擇開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電容值時(shí)，應(yīng)考慮電容充電電流。啟動(dòng)時(shí)，假定電容電壓等于零或沒(méi)有電荷，輸出電容開(kāi)始充電，汲取的電流取決于總電容和電容電壓變化率，直至電容電壓達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。

 

開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器中輸出電壓的上升是一個(gè)斜率恒定的受控斜坡，因此變化率方程可以簡(jiǎn)化，如公式7所示。輸出電壓(ΔV)的變化對(duì)應(yīng)于穩(wěn)態(tài)輸出電壓，Δt對(duì)應(yīng)于啟動(dòng)期間輸出達(dá)到最終值所需的時(shí)間，或通常稱為軟啟動(dòng)時(shí)間。

 

 

如果輸出電容(COUT)過(guò)大或軟啟動(dòng)時(shí)間較短，則穩(wěn)壓器需要的電流ICAP可能太高，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器操作出現(xiàn)問(wèn)題。這種大電流脈沖量稱為浪涌電流。圖9顯示了輸出為15 V、輸出電容為10 μF、軟啟動(dòng)時(shí)間為4 ms的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)期間的電容浪涌電流和輸出電壓。

 

圖9. 輸出電容浪涌電流

 

 

圖10顯示了一個(gè)典型升壓轉(zhuǎn)換器電路。當(dāng)晶體管開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，電流流過(guò)電感，但沒(méi)有電流流過(guò)輸出軌。在COUT放電階段，放電電流(ICAP)流向輸出端，但沒(méi)有電流流經(jīng)反向偏置二極管。當(dāng)晶體管開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，電流ID流過(guò)二極管。

 

圖10. 升壓DC-DC轉(zhuǎn)換器電路

 

根據(jù)基爾霍夫電流定律，通過(guò)輸出軌的電流(ID)必須等于流過(guò)輸出電容(ICAP)和輸出負(fù)載(IOUT)的電流之和。這可以通過(guò)公式8表示。

 

 

此公式適用于每個(gè)充電階段或電容兩端的電壓上升時(shí)。因此，它也適用于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的啟動(dòng)過(guò)程，當(dāng)輸出電容的初始狀態(tài)為放電時(shí)，或當(dāng)輸出電壓尚未處于穩(wěn)態(tài)值時(shí)。

 

啟動(dòng)期間的電感電流峰值可使用公式5進(jìn)行定義，其中包括輸出電容引起的浪涌電流影響。公式8將被應(yīng)用于表1中的IL-AVE公式，用IOUT + ICAP代替IOUT。表3總結(jié)了啟動(dòng)過(guò)程中的電感電流峰值公式。

 

表3. 啟動(dòng)時(shí)的電感電流峰值

 

對(duì)于三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的任何一種，電感電流峰值都與IOUT成正比。就輸出電流而言，輸出電容必須按照滿載條件進(jìn)行設(shè)計(jì)。

 

大多數(shù)應(yīng)用要求在一定輸入電壓范圍內(nèi)工作。因此，針對(duì)輸入電壓，就電感電流的直流和交流分量電壓的大小而言，降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與其他兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之間存在差異。通過(guò)圖11可以更好地明白這一點(diǎn)。對(duì)于降壓拓?fù)?，隨著輸入電壓升高，交流分量電壓升高。平均電流等于輸出電流，所以直流分量電壓保持不變。因此在最大輸入電壓下，電感電流峰值最大。

 

圖11. 電感電流與輸入電壓的關(guān)系

 

對(duì)于升壓型和升降壓型，隨著輸入電壓升高，交流分量電壓升高，但由于占空比對(duì)平均電流的影響，直流分量電壓下降，如表1所示。直流分量電壓占主導(dǎo)地位，因此電感峰值電流在最小輸入電壓時(shí)處于額定最大值。就輸入電壓而言，對(duì)于降壓拓?fù)洌敵鲭娙莸脑O(shè)計(jì)必須在最大輸入電壓下完成，升降壓型，則應(yīng)使用最小輸入電壓進(jìn)行設(shè)計(jì)。

 

輸出電容濾波器
 

如前面部分所述，輸出端電容過(guò)大會(huì)引起高浪涌電流，導(dǎo)致電感電流峰值在啟動(dòng)期間達(dá)到限流閾值。因此，在保持良好的轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)性能的同時(shí)，必須使用合適的電容來(lái)實(shí)現(xiàn)最小輸出電壓紋波。

 

對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器，COUT和峰峰值電壓紋波之間的關(guān)系由公式9定義。

 

 

對(duì)于升壓和反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器，COUT和峰峰值紋波之間的關(guān)系 由公式10定義。

 

 

請(qǐng)注意，這些公式忽略了寄生元件對(duì)電容和電感的影響。根據(jù)轉(zhuǎn)換器的額定規(guī)格，這可以幫助設(shè)計(jì)者限制輸出端增加的電容。關(guān)鍵考慮是讓濾波水平和輸出浪涌電流實(shí)現(xiàn)良好平衡。

 

 

在某些情況下，輸出電壓上會(huì)出現(xiàn)開(kāi)關(guān)瞬變，如圖12所示。如果幅度顯著，這對(duì)輸出負(fù)載將是一個(gè)問(wèn)題。開(kāi)關(guān)尖峰主要由輸出軌上的電流（對(duì)于升壓型和升降壓型是二極管電流）的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換引起。PCB銅線上的雜散電感可能會(huì)將其放大。由于尖峰頻率比轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)頻率高得多，所以僅通過(guò)輸出濾波電容無(wú)法減小峰峰值紋波，需要進(jìn)行額外的濾波。

 

圖12. 輸出電壓紋波和開(kāi)關(guān)瞬變

 

圖12中的藍(lán)色線表示升壓轉(zhuǎn)換器中電感的周期性開(kāi)關(guān)動(dòng)作，黃線表示輸出電壓紋波。當(dāng)電感電流開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)，紋波電壓內(nèi)可觀察到高頻瞬變。

 

analog上有一篇很好的文章介紹了如何通過(guò)二級(jí)LC濾波來(lái) 降低高頻瞬態(tài)，其標(biāo)題為"為開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)二級(jí)輸出濾波器"，作者是Kevin Tompsett。

 

 

獲取輸出電壓紋波時(shí)，正確的測(cè)量方法也很重要。不正確的測(cè)量設(shè)置可能導(dǎo)致高壓紋波讀數(shù)不準(zhǔn)確，從而可能造成輸出電容過(guò)度設(shè)計(jì)。很容易犯把過(guò)多電容放在輸出端的錯(cuò)誤，以期降低電壓紋波，而沒(méi)有意識(shí)到這樣做的壞處。

 

Aldrick Limjoco 撰寫(xiě)的題為"測(cè)量開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器中的輸出紋波和開(kāi)關(guān)瞬變"的應(yīng)用筆記對(duì)此應(yīng)該有所幫助。詳情參見(jiàn)參考文獻(xiàn)。

 

 

對(duì)于升壓型和反相降壓-升壓型，電感電流直流分量電壓的增加產(chǎn)生的影響更大。在較低輸入電壓時(shí)，占空比的增加導(dǎo)致電感電流均值大幅增加，如表3公式中的(1-D)因子所示，圖11也顯示了這一現(xiàn)象。這意味著必須顯著降低輸出電容的浪涌電流。通過(guò)增加公式7中的軟啟動(dòng)時(shí)間(tSS)可實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。

 

圖13. 電感電流與軟啟動(dòng)時(shí)間的關(guān)系

 

大多數(shù)開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器(tSS)具有軟啟動(dòng)特性，這是為了讓設(shè)計(jì)人員能夠調(diào)整啟動(dòng)期間的輸出電壓上升時(shí)間。改變單個(gè)電阻的值常常是調(diào)整軟啟動(dòng)時(shí)間的便利方法。圖13顯示了升降壓型變器的啟動(dòng)波形。軟啟動(dòng)時(shí)間從4 ms變到16 ms時(shí)，可以看到電感電流峰值顯著下降25%。

 

 

圖14顯示了改變開(kāi)關(guān)頻率(fSW)對(duì)電感電流的影響。假定占空比D和輸出電流保持不變，則電感電流的交流分量電壓或ΔIL/2受fSW變化的影響，而直流分量電壓不受影響。因此，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率較高時(shí)， 與之成反比的電感電流峰值會(huì)較低。

 

圖14. 影響電感電流峰值的因素

 

 

ADP5070是一款單芯片、雙通道、升壓和反相升降壓型穩(wěn)壓器，通過(guò)打嗝模式限流方案提供過(guò)流保護(hù)。有些客戶忘記考慮在輸出端放置太多電容的弊端，特別是在高占空比工作條件下或在最小輸入電壓下。這通常會(huì)導(dǎo)致反相輸出端發(fā)生啟動(dòng)問(wèn)題，因?yàn)榉聪嘟祲?升壓調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)的限流閾值低于升壓調(diào)節(jié)器。

 

圖15可用來(lái)幫助應(yīng)用工程師確定ADP5070輸出端允許多大的電容，以避免啟動(dòng)問(wèn)題。它使用電感峰值電流與輸出電流的直接關(guān)系（包括表3公式中的浪涌），顯示了不同輸入和輸出電壓組合下的最大COUT與最大IOUT的關(guān)系曲線。利用公式9或公式10考慮最佳VOUT紋波性能，將有助于設(shè)計(jì)輸出電容限值。

 

兩張圖均基于調(diào)節(jié)器的最短tSS和限流閾值計(jì)算。所選外部元件的電流處理能力比調(diào)節(jié)器高得多。換言之，如果tSS增加，這些圖中的數(shù)值肯定會(huì)變大。

 

圖15. 最大COUT與最大負(fù)載電流的關(guān)系

 

對(duì)于需要更高輸出負(fù)載電流的應(yīng)用，應(yīng)考慮ADP5071。對(duì)于升壓和反相降壓-升壓調(diào)節(jié)器，ADP5071設(shè)計(jì)的限流閾值均高于ADP5070。

 

 

圖16顯示了反相調(diào)節(jié)器的電感感應(yīng)電壓和電流的啟動(dòng)波形，而圖17顯示了利用表3中公式計(jì)算出的電感電流數(shù)據(jù)和實(shí)測(cè)基準(zhǔn)數(shù)據(jù)。

 

圖16. 啟動(dòng)時(shí)的電感電流和感應(yīng)電壓

 

圖17. 電感電流：計(jì)算值與測(cè)量值

 

數(shù)據(jù)表明，如果tSS增加，浪涌電流會(huì)大大降低，從而降低電感峰值電流。當(dāng)tSS為4 ms時(shí)，反相調(diào)節(jié)器已經(jīng)達(dá)到0.6 A的限流閾值，并有發(fā)生啟動(dòng)問(wèn)題的趨勢(shì)。補(bǔ)救辦法是將tSS增加到16 ms，以提供足夠的電感峰值電流裕量。

 

 

本文已闡明，仔細(xì)設(shè)計(jì)輸出濾波電容對(duì)于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)十分重要。深入了解影響啟動(dòng)期間電感峰值電流的因素有助于避免啟動(dòng)問(wèn)題。升壓和反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器更容易出現(xiàn)這些問(wèn)題，特別是那些使用打嗝模式限流方案的轉(zhuǎn)換器。

 

電感峰值電流和輸出浪涌電流之間的直接關(guān)系已給出。當(dāng)設(shè)計(jì)輸出電容時(shí)，對(duì)照限流閾值考慮電感峰值電流將很有幫助。對(duì)于相同的輸出條件，通過(guò)增加軟啟動(dòng)時(shí)間或轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)頻率可以降低輸出浪涌電流。

 

使用ADI公司的ADP5070/ADP5071/ADP5073/ADP5074/ADP5075 系列單芯片開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器設(shè)計(jì)DC-DC開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器時(shí)，本文可作為參考資料。

 

 

R.B. Erickson和D. Maksimovic。電源電子基礎(chǔ)，第二版。Springer，2001年。

 

Kirchhoff, Gustav. “基爾霍夫電流定律.”電子教程。

 

Limjoco, Aldrick S. 應(yīng)用筆記AN-1144“測(cè)量開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的輸出紋波和開(kāi)關(guān)瞬變. ”。ADI公司，2013年1月。

 

Tompsett, Kevin. “設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源中使用的二級(jí)輸出濾波器”。ADI公司，2016年2月。