此類系統(tǒng)中的一個關(guān)鍵部件是降壓式DC-DC開關(guān)穩(wěn)壓器，它能夠高效地從較高電壓獲得較低的供電電壓，如從4.5 V獲得1V的供電電壓。作為穩(wěn)壓器，其必須保持恒定的電壓，而且能夠?qū)斎腚妷旱淖兓约柏?fù)載電流的變化迅速做出響應(yīng)。本文將討論的架構(gòu)具有優(yōu)良的穩(wěn)壓性能以及高效率和快速響應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。

 

開關(guān)穩(wěn)壓器剖析
 

圖1示出了ADI公司ADP2102的典型應(yīng)用電路，這是一款低占空比、3 MHz同步整流降壓轉(zhuǎn)換器。ADP2102具有固定輸出電壓和可調(diào)輸出電壓的多種配置。這里將ADP2102連接成固定輸出電壓配置，由5.5 V的輸入電壓產(chǎn)生300mA、0.8 V輸出電壓。接下來給出輸出電壓可調(diào)的應(yīng)用示例。

 

圖1. 使用ADP2102由5.5 V輸入產(chǎn)生0.8 V輸出

 

這里將簡單地解釋該電路的工作原理：將DC輸出電壓的分壓與誤差放大器中的內(nèi)部參考源比較，然后將誤差放大器的輸出與電流采樣放大器的輸出比較，以驅(qū)動單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器在由VOUT/VIN確定的時間周期內(nèi)處于暫穩(wěn)態(tài)。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器使上面的門控晶體管導(dǎo)通，電感L1中的電流逐漸變大。當(dāng)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的暫穩(wěn)態(tài)結(jié)束時，晶體管截止，電感L1中的電流逐漸變小。在由最小關(guān)斷時間定時器和最?。?ldquo;谷值”）電流確定的時間間隔之后，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器再次被觸發(fā)。芯片內(nèi)的單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)定時器使用輸入電壓前饋，使得穩(wěn)態(tài)時保持恒定的頻率。

 

該振蕩以不確定的頻率（大約為3MHz）持續(xù)進(jìn)行，但是在必要的情況下可以響應(yīng)線路和負(fù)載的瞬態(tài)變化而偏離該頻率，以便輸出電壓保持恒定，并且使電感電流的平均值保持在輸出負(fù)載所需要的電流值。

 

上文描述的方法是相對新穎的。多年來，DC-DC變換的主要方法是恒頻峰值電流方法，當(dāng)該方法在降壓式DC-DC轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)時，其還被稱為后沿調(diào)制。有關(guān)該方法的詳細(xì)描述、對其優(yōu)缺點(diǎn)的評估以及上文描述的恒定導(dǎo)通時間谷值電流模式轉(zhuǎn)換器，請參考其他技術(shù)文章。

 

ADP2012還具有欠壓閉鎖功能、軟啟動功能、過熱保護(hù)功能和短路保護(hù)功能，并且具有±1%的反饋精度。該架構(gòu)能夠使主開關(guān)的導(dǎo)通時間低至60 ns或更低。

 

圖2示出了不同條件下的典型波形。圖2a示出了在ILOAD=600mA，電壓從VIN=5.5V減小到VOUT=0.8V時的低占空比。如圖中所示，在3MHz的開關(guān)頻率下，可以獲得45 ns的最小導(dǎo)通時間。

 

圖2b示出了負(fù)載電流突增300mA時，負(fù)載電流和電感電流波形。

 

圖2c示出了負(fù)載電流突減300mA時，負(fù)載電流和電感電流波形。

 

圖2d示出了在占空比為50%時不存在次諧波振蕩，而使用峰值電流模式控制時必須在設(shè)計時加以考慮。當(dāng)占空比大于或小于50％時，同樣不存在次諧波振蕩。

 

圖 2a.VIN= 5.5 V, VOUT= 0.8 V, 最小導(dǎo)通時間=45 ns

 

圖 2b. 突加負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)(ILOAD= 300 mA)

 

圖2c. 突減負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng) (ILOAD= 300 mA)

 

圖2d. 占空比 = 50%, VIN= 3.3 V, VOUT= 1.8 V, ILOAD= 300 mA

 

DSP應(yīng)用中的動態(tài)電壓調(diào)節(jié)

 

在使用DSP的便攜式應(yīng)用中，通常由開關(guān)轉(zhuǎn)換器提供DSP的內(nèi)核電壓和I/O電壓，這需要使用電池供電應(yīng)用的高效率DC-DC轉(zhuǎn)換器。提供內(nèi)核電壓的穩(wěn)壓器必須能夠基于處理器的時鐘速度動態(tài)改變電壓或者按照軟件的指令動態(tài)改變電壓。另外，整體解決方案的小尺寸也同樣重要。

 

這里描述的是，在電池供電的應(yīng)用中將Blackfin®處理器的內(nèi)部穩(wěn)壓器更換為外部高效率穩(wěn)壓器，以提高系統(tǒng)供電效率。而且，這里還介紹了用于外部穩(wěn)壓器的控制軟件。

 

動態(tài)電源管理

 

處理器的功耗與工作電壓（VCORE）的平方成正比，并且與工作頻率（FSW）成正比。因此，降低頻率能夠使動態(tài)功耗線性下降，而降低內(nèi)核電壓可以使動態(tài)功耗指數(shù)下降。

 

在對功耗敏感的應(yīng)用中，當(dāng)DSP僅簡單地監(jiān)視系統(tǒng)活動或者等待外部觸發(fā)信號時，在保持供電電壓不變的情況下改變時鐘頻率，這對降低功耗是非常有用的。然而，在高性能電池供電的應(yīng)用中，僅改變頻率并不能顯著節(jié)約電能。Blackfin處理器以及其他的具有高級電源管理功能的DSP可以依次改變內(nèi)核電壓和頻率，由此可以在任何情況下均實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的電池利用。

 

ADSP-BF53x系列Blackfin處理器中的動態(tài)電壓的穩(wěn)壓通常是由內(nèi)部電壓控制器和外部MOSFET實(shí)現(xiàn)的。該方法的優(yōu)點(diǎn)在于，可以將單電壓（VDDEXT）施加到DSP子系統(tǒng)，從MOSFET得到的所需的內(nèi)核電壓（VDDINT）。通過內(nèi)部寄存器可以軟件控制內(nèi)核電壓，以便于控制MIPS，并且最終控制能耗，由此實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的電池壽命。

 

為了完整地實(shí)現(xiàn)Blackfin內(nèi)部穩(wěn)壓方案，需要一個外部MOSFET、肖特基二極管、大電感和多個輸出電容器，該解決方案價格相對昂貴，效率卻很差，而且占用的PCB板面積是相對較大的，這給系統(tǒng)設(shè)計人員帶來了很大的矛盾，在集成穩(wěn)壓器中需要使用大電感和電容器，不利于消費(fèi)者所希望的便攜式設(shè)備盡可能小型化。該集成穩(wěn)壓控制器的效率是相對較低，通常僅為50%~70%，因此該方法不太適用于高性能手持式電池供電應(yīng)用。

 

外部穩(wěn)壓

 

通過新型DC-DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計方法，可以將Blackfin集成方法本身的效率提高到90%或更高。而且，在使用外部穩(wěn)壓器時可以減小外部元件的尺寸。

 

還可以使用多種動態(tài)電壓調(diào)整（DVS）控制方案，包括開關(guān)電阻器（其在某些情況中可由DAC實(shí)現(xiàn)）和脈寬調(diào)制（PWM）（其可以實(shí)現(xiàn)與內(nèi)部方法相同的精度）。不論使用哪種方案，其必須能夠通過軟件控制改變穩(wěn)壓電平。上述穩(wěn)壓控制方法在內(nèi)部穩(wěn)壓器是集成的，而在外部穩(wěn)壓中必須通過外加器件來實(shí)現(xiàn)。

 

本文描述了兩種使用ADP2102同步DC-DC轉(zhuǎn)換器調(diào)節(jié)DSP內(nèi)核電壓的方法，當(dāng)處理器在低時鐘速度下運(yùn)行時，可動態(tài)地將內(nèi)核電壓從1.2 V調(diào)節(jié)到1.0V。

 

ADP2102高速同步開關(guān)轉(zhuǎn)換器在由2.7V~5.5V的電池電壓供電時，可以使內(nèi)核電壓低到0.8 V。其恒定導(dǎo)通時間的電流模式控制以及3MHz開關(guān)頻率提供了優(yōu)良的動態(tài)響應(yīng)、非常高的效率和出色的源調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率。較高的開關(guān)頻率允許系統(tǒng)使用超小型多層電感和陶瓷電容器。ADP2102采用3 mm×3 mm LFCSP封裝，節(jié)約了空間，僅需要三或四個外部元件。而且ADP2102包括完善的功能，諸如各種安全特征，如欠壓閉鎖、短路保護(hù)和過熱保護(hù)。

 

圖3示出了實(shí)現(xiàn)DVS的電路。ADSP-BF533 EZ-KIT Lite®評估板上的3.3 V電源為降壓轉(zhuǎn)換器ADP2102供電，使用外部電阻分壓器R1和R2將ADP2102的輸出電壓設(shè)定為1.2 V。DSP的GPIO引腳用于選擇所需的內(nèi)核電壓。改變反饋電阻值可以在1.2 V~1.0 V的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)內(nèi)核電壓。通過與R2并聯(lián)的電阻R3，N溝MOSFET可以修改分壓器。相比于R3，IRLML2402的RDSon較小，僅為0.25 Ω。3.3 V的GPIO電壓用于驅(qū)動MOSFET的柵極。為了獲得更好的瞬態(tài)性能并改善負(fù)載調(diào)整率，需要加入前饋電容器CFF。

 

圖3. 使用外部MOSFET和Blackfin PWM控制進(jìn)行ADP2102的動態(tài)電壓調(diào)整

 

對于雙電平開關(guān)，一般的應(yīng)用要求是：

 

DSP內(nèi)核電壓 (VOUT1) = 1.2 VDSP內(nèi)核電壓 (VOUT2) = 1.0 V輸入電壓 = 3.3 V輸出電流 = 300 mA

使用高阻值的分壓電阻可將功率損失降到最低。前饋電容在開關(guān)過程中降低柵漏電容的影響。通過使用較小的反饋電阻和較大的前饋電容可以使該暫態(tài)過程中引起的過沖或下沖最小，但這是以額外的功耗為代價的。

 

圖4示出了輸出電流IOUT、輸出電壓VOUT和控制電壓VSEL。VSEL為低電平時，輸出電壓為1.0 V，VSEL為高電平時，輸出電壓為1.2 V。

 

圖4. 通過MOSFET調(diào)節(jié)下面的反饋電阻器

 

一種較簡單的方法可生成用于DVS的兩個不同的電壓，其使用控制電壓VC通過另外的電阻將電流注入到反饋網(wǎng)絡(luò)中。調(diào)節(jié)控制電壓的占空比可以改變其平均DC電平。因此使用一個控制電壓和電阻可以調(diào)節(jié)輸出電壓。下面的公式用于計算電阻R2、R3的值以及控制電壓幅度電平VC_LOW和VC_HIGH.

 

   (1)

 

   (2)

 

對于VOUT1= 1.2 V,VOUT2= 1.0 V,VFB= 0.8 V,VC_LOW= 3.3 V,VC_HIGH =0 V, 和R1= 49.9 kohm,R2andR3可以如下計算

 

   (3)

 

   (4)

 

該方法產(chǎn)生了更加平滑的變換。不同于MOSFET開關(guān)方法，能夠驅(qū)動電阻負(fù)載的任何控制電壓均可用于該方案，而MOSFET開關(guān)方法僅能夠用于驅(qū)動電容負(fù)載的控制信號源。該方法可以適用于任何輸出電壓組合和輸出負(fù)載電流。因此，根據(jù)需要調(diào)整內(nèi)核電壓，便可以降低DSP的功耗。圖5示出了使用該電流注入方法的兩個輸出電壓之間的變換。

 

圖5. 使用控制電壓 VC進(jìn)行ADP2102的動態(tài)電壓調(diào)整

 

圖6. 通過控制電壓調(diào)節(jié)下面的反饋電阻器

 

 

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