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25kW SiC直流快充設(shè)計指南(第八部分完結(jié)篇):熱管理

發(fā)布時間:2022-07-11 來源:安森美 責任編輯:wenwei

【導讀】在本系列的前幾篇文章中[1-7],我們介紹了基于安森美豐富的SiC功率模塊和其他功率器件開發(fā)的25 kW EV快充系統(tǒng)。在這一章,我們來看看其中的熱管理部分是如何提高效率和可靠性,同時防止系統(tǒng)過早失效的。


首先,我們會從開關(guān)損耗和散熱貼裝兩個方面來復習一下SiC MOSFET模塊相對分立SiC MOSFET的幾個優(yōu)勢。其次,我們將描述如何利用熱管理技術(shù)和計算來設(shè)計散熱風扇的安裝和其控制系統(tǒng),以及如何使使用SiC功率模塊的內(nèi)置NTC來控制風扇自動為PFC和DC-DC部分降溫。最后我們詳細了解用于調(diào)節(jié)風扇轉(zhuǎn)速的PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計,并通過模擬來展示其運行的關(guān)鍵方面和補償器的設(shè)計。


單管vs模塊


開關(guān)損耗


相比SiC MOSFET單管,SiC MOSFET模塊的工作效率通常更高,因為其具有更小的寄生效應(yīng)。舉個例子,下表是1200 V/20 mΩ/TO247-4LD的SiC MOSFET單管NTH4L020N120SC1和SiC MOSFET模塊NXH020F120MNF1PTG的對比。


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表1.SiC MOSFET單管vsSiC MOSFET模塊:開關(guān)損耗


表1中的參數(shù)取自產(chǎn)品的數(shù)據(jù)表,它們表明模塊具有更低的開關(guān)損耗。封裝中的寄生電感更低,從而使功率能力更高。因此,對于同樣的輸出功率,SiC模塊可以在更高的開關(guān)頻率下工作。更高的開關(guān)頻率操作有助于減少無源元件的尺寸,以及整體設(shè)計尺寸。


散熱貼裝


封裝在熱管理中起著重要作用。分立MOSFET和模塊的熱貼裝是不一樣的。在分立MOSFET封裝中,Die與一塊銅墊相連,而這種銅墊從外觀看是作為導熱層與空氣和外部接觸的。不過,也可以在MOSFET和散熱器之間加入了一種熱介質(zhì)材料(Thermal Interface Material)或熱化合物,z額外的這一層是為了:


●    提高銅墊至散熱片的熱導率

●    實現(xiàn)銅墊和散熱片之間的電氣絕緣


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圖1. 分立MOSFET的散熱貼裝示意圖


SiC MOSFET單管NTH4L020N120SC1的結(jié)-殼熱阻是0.3℃/W。如果在MOSFET和散熱片之間增加一層具有3℃/W熱阻的TIM散熱層,則參考圖3和表2所示,MOSFET和散熱片之間的整體熱阻提高為3.3℃/W。


功率模塊的散熱貼裝與分立MOSFET完全不同。由于模塊使用了直接覆銅陶瓷基板(DBC, Direct Bonding Cooper)作為Die的承載體,結(jié)-殼熱阻已經(jīng)包含了絕緣層。


表1的功率模塊NXH020F120MF1PTG預(yù)先增加了相變材料散熱層(PCM,Phase  Change    Material),PCM作為填補DBC和散熱片的空隙是非常好的選擇,因為它能夠最大程度上增加接觸面積,減少整體熱阻,如圖2。


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圖2. 功率模塊的散熱貼裝示意圖


你可以在功率模塊NXH020F120MNF1PTG的規(guī)格書里找到結(jié)-殼熱阻和結(jié)-散熱片熱阻參數(shù),分別是0.45℃/W和0.80℃/W。表2總結(jié)了這些數(shù)值。


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表2. SiC MOSFET單管 vs SiC MOSFET模塊:熱阻


雖然單管的結(jié)-殼熱阻較低,但整體的熱阻相比模塊高出不少,而且模塊的導熱能力更好。相同規(guī)格的Die的情況,模塊可以在更高的功率下運行(NTH4L020N120SC1和NXH020F120MF1PTG都使用一樣的1200 V/20 mΩ的Die)。


兩種器件的熱等效圖如圖3。所以在這次的25 kW直流快充系統(tǒng)設(shè)計里,我們采用了有更好散熱性能的SiC MOSFET模塊。


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圖3. 兩種器件的電熱等效回路


散熱貼裝


本章節(jié)將介紹PFC和DC-DC部分的散熱方案設(shè)計。為了減少整體體積,我們決定采用一臺低熱阻和小尺寸的散熱風扇。如上一章節(jié)提到的,SiC模塊的熱阻較低,同時還有內(nèi)置的NTC可用于測溫。


我們決定用一個PWM-電壓轉(zhuǎn)換器來控制散熱風扇,由模塊(NXH010P120MNF1)內(nèi)置的NTC測溫來控制風扇的轉(zhuǎn)速(如圖4)。這樣一來可以降低當系統(tǒng)處于低功率運行時所產(chǎn)生的噪音。


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圖4. 冷卻風扇控制回路


25 kW直流快充系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖如下圖5。


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圖5. 機械和散熱結(jié)構(gòu)示意圖(含散熱片和風扇)。PFC部分(左)的風扇安裝在PIM散熱片上,風向朝PFC電感。DC-DC部分(右)的風扇緊貼原、副邊的PIM安裝


由于本次方案設(shè)計不考慮外殼,所以假設(shè)環(huán)境溫度為最大30℃。PFC和DC-DC部分的散熱設(shè)計并不是用部分器件的熱模型進行精確的模擬,而是從熱管理角度上考慮關(guān)鍵器件的功率損耗,并根據(jù)現(xiàn)成的散熱器設(shè)計(非定制品)制定散熱方案。


PFC部分的散熱設(shè)計


PFC部分的散熱設(shè)計中最重要的器件是SiC半橋功率模塊和PFC功率電感。我們必須要在選擇散熱片之前評估分析這些器件的損耗。PFC電感的溫度特性的評估是基于繞組中直流電流模擬的預(yù)期損耗(~27 W/電感)進行的。PFC電感廠家通過測試風扇得到相關(guān)數(shù)據(jù),即當風量達到3m3/s時,最大溫升等于30℃,這一數(shù)據(jù)也被用于風扇選型。


參考之前的SPICE仿真結(jié)果(“25 kW SiC直流快充設(shè)計指南(第三部分):PFC仿真”[3]),PIM的整體峰值損耗在最糟糕的情況下達到了240 W如圖6,每個PIM模塊的損耗約80 W。


基于這些數(shù)據(jù),我們選擇了一種熱阻Zth=0.2℃/W的風扇安裝方案。功率損耗=80 W時,模塊的溫升大約為16℃(80 W×0.2℃/ W)。因為我們假設(shè)最高環(huán)境溫度為30℃,所以冷卻系統(tǒng)的溫度大約是46℃。


如之前電感廠家評估所驗證的,散熱風扇使PFC電感的溫升低于30℃。PFC部分的散熱布局規(guī)劃讓SiC PIM的風扇吹向PFC電感,從而保證整體PFC部分的穩(wěn)定熱性能。


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圖6. PFC部分PIM的整體損耗vs相電壓,基于3個不同感值的功率電感


DAB DC-DC部分的散熱設(shè)計


DC-DC部分的散熱設(shè)計中最重要的器件是SiC PIM半橋功率模塊、DC-DC變壓器和諧振電感。我們假設(shè)散熱設(shè)計的方法與PFC部分的設(shè)計類似。


DC-DC變壓器和諧振電感設(shè)計為無散熱時最大溫升70℃。同樣假設(shè)室溫為30℃,磁芯的溫度則會達到100℃。由于這個溫度實在太高,我們決定用一個風扇專門為電感降溫。參考SPICE仿真結(jié)果(“25kW SiC直流快充設(shè)計指南(第四部分):DC-DC級的設(shè)計考慮因素和仿真”[4])驗證SiC PIM的預(yù)計損耗,在仿真中,我們采用了匝數(shù)比1.2:1的DAB變壓器,如圖7的紅色曲線。


從圖7看,原邊功率模塊的總體峰值損耗為300 W,而副邊的總體峰值損耗為150 W,如圖8。所以在DC-DC部分,我們決定采用一個熱阻Zth=0.15℃/W的方案同時為原邊和副邊的PIM散熱。


基于這樣的散熱布局和30℃的室溫,原邊的最高溫度優(yōu)化為75℃,副邊的最高溫度為52.5℃。同樣的,風扇轉(zhuǎn)速根據(jù)內(nèi)置NTC測溫由PWM輸入控制。


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圖7. DC-DC部分原邊PIM的整體損耗vs副邊電壓,基于3個不同匝數(shù)比的變壓器


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圖8. DC-DC部分副邊PIM的整體損耗vs副邊電壓,基于3個不同匝數(shù)比的變壓器


負溫度系數(shù)熱敏電阻(NTC)的前端電路


SiC半橋PIM模塊NXH010P120MNF1內(nèi)置5kΩ的NTC,用于測量模塊內(nèi)部Die的溫度,它對于散熱系統(tǒng)中的散熱片設(shè)計是非常重要的。溫度的信號處理最終交給通用控制板(SECO-TE0716-GEVB)中的ADC。


在PIM的數(shù)據(jù)表里我們提供了如下圖3的NTC參數(shù)。


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表3. 熱敏電阻參數(shù)


*注:B常數(shù)代表了熱敏電阻阻值和溫度的關(guān)系(R/T),由T1(25℃)和T2(50℃或100℃)的電阻值計算并定義。


NTC的溫度特性(阻值-溫度關(guān)系)對于設(shè)計其前端電路很重要。采用一顆額定電阻值=5 kΩ@25°C和B常數(shù)(25/100℃)的熱敏電阻,我們可以使用公式仿真并計算它在各個溫度點的電阻值,本次仿真中采用的B常數(shù)(25/100℃)為3455 K,其結(jié)果如圖9中紅色曲線,藍色曲線代表考慮到+3%誤差的結(jié)果,用于評估誤差對NTC阻值的影響。不過在NTC的前端電路設(shè)計中,暫時不考慮B常數(shù)誤差。


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圖9. 仿真結(jié)果:NXH010P120MNF1的內(nèi)置NTC阻值和溫度關(guān)系


因為通過B常數(shù)在計算高低溫下的阻值時是不夠精確的(T<25℃或>100℃)而且變化浮動非常小(變化僅為幾Ω/℃)。所以我們決定用一種局部線性化的方法,我們給NTC并聯(lián)一個額外的電阻,連接一個固定的電壓源VCC。仿真回路如圖10。


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圖10. NTC前端電路的SPICE模型


NTC的并聯(lián)電阻R3和限流電阻R1的可以通過局部線性化來選擇,同時還需要去耦電阻R4和R5因為需要盡可能減少ADC到NTC回路的距離。前端電路應(yīng)使用差分電路以減少測溫電路受共模噪聲影響。


功放Q1A用于放大NTC的輸出電壓,增益設(shè)置為10.1,功放Q1B用來輸出一個互補的ADC_P信號,差分輸出到低功耗ADC(NCD98011)。值得注意的是,我們通常不會用到這個互補信號,但這樣做的目的是改變NTC的負溫度系數(shù)為正,即溫度越高,電壓就越高,方便后續(xù)控制固件的處理。


圖11展示了PIM內(nèi)置NTC的電壓電流曲線。


在這些仿真中,NTC電流最大值不超過300 μA而其典型值大約為100 μA,但由于NTC是內(nèi)置于PIM結(jié)構(gòu)中,所以其流過電流所產(chǎn)生的溫升不會影響到模塊溫度。電流越大,NTC測溫電路的結(jié)果就越線性化。


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圖11. NTC電流電壓仿真曲線


如圖12測溫電路的溫度范圍是-40℃-180℃,ADC的±3.3 V的輸入電壓范圍并沒有被完全利用。不過,由于測量電路的分辨率達到了0.05°C/LSB,也就是22LSB/°C,完全滿足了25 kW直流充電方案設(shè)計中的溫度測量要求。


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圖12. NTC前置回路的溫度測量范圍


NTC測溫電路的帶寬為77.6 Hz,在PFC回路的開關(guān)頻率為70 kHz時,仿真衰減大約為-126.6 dB,這保證了測溫電路不會受到PFC部分的噪聲干擾,也不會受到開關(guān)頻率為100 kHz的DC-DC部分的干擾(見圖13)。


1656490971676310.png圖13. NTC測溫電路的頻率特性


盡管有線性化設(shè)計,在數(shù)字信號的控制固件中進行溫度測量仍然需要進一步線性化。一般我們會查表,如下:


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表4. 轉(zhuǎn)換對照表。ADC輸出電壓 - NTC測得溫度


控制風扇轉(zhuǎn)速的PWM-電壓轉(zhuǎn)換器


由于本次設(shè)計中的冷卻系統(tǒng)使用了無自動轉(zhuǎn)速控制的風扇,我們采用一顆安森美(onsemi)的buck穩(wěn)壓芯片NCV890100作為PWM-電壓轉(zhuǎn)換器。使用NCV890100的AC模型(可從安森美官網(wǎng)下載),我們能夠進行用于風扇電源的PWM-電壓控制器的仿真。散熱方案中使用的風扇測量得到的伏安特性被用來設(shè)計風扇的SPICE模型,風扇的可靠工作電壓范圍為6 V-12 V。


如圖14的仿真電路中,直流輸出偏置電壓取決于輸出電容COUT。由于X7S電容的直流偏置特性,所以我們基于電壓對輸出電容進行建模,這對于PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的交流特性有著很大影響。我們也對UCB的PWM控制信號建了模。


圖14的SPICE電路的PWM輸入的直流偏置設(shè)置為100%,輸出電壓6.6 V滿足我們的設(shè)計。圖15的SPICE電路的PWM直流偏置設(shè)置為0%。輸出電壓12.7 V同樣滿足我們的設(shè)計。輸出電感由9.88 μF降低至5.09 μF(2個10 μF電感并聯(lián))。


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圖14. PWM-電壓電路的SPICE模型,PWM直流偏置10%,輸出電壓6.6 V


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圖15. PWM-電壓電路的SPICE模型,PWM直流偏置0%,輸出電壓12.7 V


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圖16. PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓-PWM占空比曲線


控制回路的交流特性的仿真是用于驗證PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性的,開始仿真前,我們需要定義以下參數(shù):CCOMP=470 pF, RCOMP=10 kΩ, CP=100 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω。


仿真掃頻過程中我們可以觀察到圖17中PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的增益特性(紅線)和相頻特性(藍線)。兩者的變化均以虛線和點虛線表示。穿越頻率變化范圍32.9 kHz-51.8 kHz,相位裕量變化范圍26.6°-31.9°,增益變化范圍16.5 dB-20.5 dB,這些都不足以讓轉(zhuǎn)換器在整個工作范圍內(nèi)穩(wěn)定運行。


因為大部分電源轉(zhuǎn)換器的設(shè)計通常含有45°的相位余量以確保穩(wěn)定性,但我們?yōu)榱烁€(wěn)健的設(shè)計,將相位余量設(shè)置為70°。因此這對于設(shè)計更穩(wěn)定的電路來說是不可接受的。


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圖17. 模擬PWM-電壓轉(zhuǎn)換器控制回路的AC特性,已做以下參數(shù)補償CCOMP=470 pF, RCOMP=10 kΩ, CP=100 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω


為了提高PWM-電壓電路的穩(wěn)定性,我們重做了與其相連的散熱風扇的補償。PFC部分使用了3臺散熱風扇,DC-DC使用了2臺,還有一臺用于為DAB變壓器散熱?,F(xiàn)在我們把穿越頻率設(shè)置為13.5 kHz-25.3 kHz,這樣便產(chǎn)生了72.2°的相位裕量,增益變化范圍23.6 dB-27.7 dB。在穿越頻率點附件,補償器的最大相位提升為71.2°,處于分頻區(qū),相位在分頻區(qū)穿越頻率點以后沒有明顯下降。


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圖18. 模擬PWM-電壓轉(zhuǎn)換器控制回路的AC特性,已做以下參數(shù)補償CCOMP=10 nF, RCOMP=4.64 kΩ, CP=270 pF, R1=3.1 kΩ, R2=237 Ω


于是,我們得到采用NCV890100的PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的最終電路圖,如圖19。


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圖19. PWM-電壓轉(zhuǎn)換器的最終電路圖


結(jié)論


在這一章節(jié)我們討論了SiC功率模塊和SiC MOSFET單管不同的散熱安裝形式。相比單管,SiC功率模塊可以令系統(tǒng)在更高開關(guān)頻率下工作,減少被動器件體積,同時提供更好的散熱表現(xiàn)。在使用相同尺寸的Die時,模塊能夠以更大功率運行,有助于小型化設(shè)計。此外,我們還討論了在數(shù)字控制散熱方法中使用PIM內(nèi)置NTC的好處,它能夠在充電模塊處于低輸出功率工作模式下減少其噪聲。


我們還討論了設(shè)計和開發(fā)過程中所考慮的因素,以實現(xiàn)用數(shù)字控制PFC部分和DC-DC部分、以及用于DAB變壓器的散熱風扇。


本篇是我們本系列文章的最后一篇。之后我們團隊計劃繼續(xù)發(fā)布2篇文檔,分享有關(guān)于實驗室數(shù)據(jù)以及滿功率下硬件測試所得到的經(jīng)驗教訓。


來源:安森美



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