【導(dǎo)讀】隨著設(shè)計(jì)需求越來(lái)越具有挑戰(zhàn)性,尤其是在數(shù)據(jù)中心和AI等低電壓、大電流應(yīng)用領(lǐng)域,電壓調(diào)節(jié)器(VRS)的性能改進(jìn)非常重要。一種可能的性能改進(jìn)是使用耦合電感[1-4],但最近業(yè)界提出了一種類似的方法,那就是跨電感電壓調(diào)節(jié)器(TLVR) [5-7]。 TLVR的原理圖來(lái)自耦合電感模型,但物理行為不同。事實(shí)上,耦合電感的簡(jiǎn)單模型通常是可以輕松用于仿真以實(shí)現(xiàn)正確波形的東西,但它與實(shí)際物理行為并不對(duì)應(yīng)。另一方面,TLVR幾乎是由原理圖所示的元件構(gòu)建,因此在這種情況下,仿真模型更接近實(shí)際系統(tǒng)的物理行為。
TLVR是一個(gè)相對(duì)較新的開(kāi)發(fā),具體細(xì)節(jié)和特性仍在研究當(dāng)中。本文重點(diǎn)討論TLVR的瞬態(tài)行為,它會(huì)影響TLVR設(shè)計(jì)本身的隔離要求,以及整個(gè)母板的隔離和安全考量。
TLVR和瞬態(tài)
多相降壓調(diào)節(jié)器使用來(lái)自[5]的TLVR原理圖,如圖1所示。雖然主電感繞組仍然連接在相位和Vo的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)之間,但添加的輔助繞組彼此串聯(lián)電連接,并連接到調(diào)諧電感LC。若移除LC,電路就又回到降壓轉(zhuǎn)換器中只有分立(未耦合)電感的情況。若LC輸出短路,則各相之間的關(guān)聯(lián)度最強(qiáng),瞬變性能也最快,但這也會(huì)影響電流波形和電流紋波的一般幅度。實(shí)際上,LC通常是這兩種極端情況的折衷選擇。
圖1:TLVR原理圖(來(lái)自[5])
與任何多相降壓轉(zhuǎn)換器一樣,當(dāng)快速瞬變負(fù)載階躍到達(dá)時(shí),輸出電壓的變化導(dǎo)致反饋?zhàn)鞒龇磻?yīng),相應(yīng)地調(diào)整電壓和電流。對(duì)于TLVR,一個(gè)潛在問(wèn)題是所有輔助繞組都是串聯(lián)連接,與主繞組的變壓器匝數(shù)比通常是1:1。TLVR主繞組上有以開(kāi)關(guān)頻率施加的方波,理想情況下不同相位之間存在時(shí)間上的相移。但在瞬變期間,這些相位通常會(huì)對(duì)齊以提高性能。
考慮一個(gè)12V轉(zhuǎn)1.8V應(yīng)用中的激進(jìn)地負(fù)載瞬態(tài),所有相位中的所有高端FET都導(dǎo)通以使電感電流盡可能快速地上升,因此(VIN - VO) = 10.2V電壓同時(shí)應(yīng)用于所有主繞組,如圖2所示。實(shí)際波形將取決于電路參數(shù),但在最壞情況下,1:1變壓器會(huì)在其副邊生成10.2V電壓,因此副邊的電壓脈沖將是(VIN - Vo) × NPH。這顯然是一個(gè)安全擔(dān)憂。圖2對(duì)于150nH值的TLVR給出了實(shí)際值,主繞組和輔助繞組之間的小型漏電感測(cè)量值為5nH。圖中還顯示了LC值為160nH。此Ls值在NPH~6的典型范圍內(nèi),但可以調(diào)整,特別是針對(duì)不同數(shù)量的關(guān)聯(lián)相位。
圖2:TLVR = 150nH的等效原理圖,最壞情況下的加載瞬態(tài)
圖3顯示了NPH = 20的仿真,所有VX開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)具有10.2V的100ns脈沖:圖3a中LC = 160nH,圖3b中LC = 開(kāi)路。圖中繪制了所有副邊TLVR電壓曲線,以顯示繞組的串聯(lián)連接如何逐步提升電壓。當(dāng)LC = 160nH且加載20個(gè)關(guān)聯(lián)相位的副邊繞組時(shí),電路板上的電壓達(dá)到約123V。但在LC斷開(kāi)連接的情況下,電壓步進(jìn)可以高達(dá)197V,因?yàn)楦边厽o(wú)負(fù)載??傠妷焊咏顗那闆r(VIN - Vo) × NPH。
然而,圖3中的結(jié)果仍然過(guò)于樂(lè)觀。實(shí)際上,圖3中的簡(jiǎn)化仿真至少需要加上GND層與連接副邊TLVR繞組的相當(dāng)寬走線之間的寄生電容。這些寄生電容的實(shí)際估計(jì)值在5pF左右。如圖4所示給每個(gè)TLVR副邊節(jié)點(diǎn)加上5pF電容,得到圖5所示的仿真。添加的寄生電容在高Q值電路中引起大量振蕩,因?yàn)槌鲇谛屎退矐B(tài)考慮,電阻保持最小值。相同的NPH = 20情況顯示:當(dāng)存在LC = 160nH時(shí),電壓峰值為239V;如果LC從電路板斷開(kāi),峰值電壓為390V。
請(qǐng)注意,布局寄生電容的值并不重要——它只影響振蕩的頻率和包絡(luò),但不影響幅度。
圖3:TLVR最壞情況瞬態(tài)仿真:a) LC = 160nH,b) LC開(kāi)路,NPH = 20
圖4:布局電容被添加到TLVR等效瞬態(tài)原理圖中
圖5:TLVR最壞情況瞬態(tài)仿真,每個(gè)副邊節(jié)點(diǎn)添加5pF電容:a) LC = 160nH,b) LC開(kāi)路,NPH = 20
至少有兩種方法可減輕這種高壓?jiǎn)栴}。一種是確保各相位在瞬態(tài)期間不對(duì)齊,或者對(duì)齊相位不超過(guò)2到3個(gè)??刂破髟O(shè)計(jì)可以考慮這種方法,但很顯然,它會(huì)限制瞬態(tài)響應(yīng)可達(dá)到的速度。另一種方法是限制TLVR關(guān)聯(lián)相位的數(shù)量。但是,鑒于NPH需要足夠高以便約束電流紋波,同時(shí)NPH也需要足夠低以便限制最壞情況下的副邊電壓,因此這種方法的實(shí)際限值是多少?
關(guān)聯(lián)Nph的考慮事項(xiàng)
TLVR中電流紋波的一個(gè)推導(dǎo)式如[7]所示。它對(duì)任何占空比值都有效,但由于等效電路為該推導(dǎo)式進(jìn)行了簡(jiǎn)化(各TLVR中沒(méi)有專用漏電感LK作為一個(gè)單獨(dú)元件),它對(duì)于LC = 開(kāi)路是準(zhǔn)確的,但隨后便開(kāi)始累積誤差,當(dāng)LC = 短路時(shí)誤差達(dá)到無(wú)窮大。它還假設(shè)TLVR漏電感LK<<LM。盡管如此,當(dāng)LC不是太小且LK不是太大時(shí),它仍能提供一個(gè)非常合理的估計(jì)值。 圖6比較了[4]中耦合電感的歸一化電流紋波和[7]中作為Vo函數(shù)的TLVR的電流紋波(VIN = 12V)。換句話說(shuō),從分立電感L(紅色曲線)開(kāi)始,不同數(shù)量的Nph:a) 作為單個(gè)耦合電感發(fā)生磁耦合,或 b) 作為TLVR以電氣方式關(guān)聯(lián)。具體條件設(shè)置如下: TLVR = 150nH,漏電感為5nH,LC = 120nH,假設(shè)耦合電感的耦合比LM/LK = 5。根據(jù)NPH,在相同L值下,磁耦合電感顯著降低了來(lái)自分立電感的電流紋波。電流紋波曲線在D = Vo/VIN = k/NPH處有陷波或局部最小值。將LM增加到無(wú)窮大會(huì)使這些地方的電流紋波等于零。另一方面,TLVR電流紋波總是比相同L值下分立電感的電流紋波大。TLVR電流紋波在D = K/NPH區(qū)域也有陷波,這些地方的電流紋波接近分立電感L的電流紋波。通過(guò)增加關(guān)聯(lián)相位的數(shù)量,NPH顯然對(duì)降低TLVR電流紋波有利(圖6b)。
圖6:不同NPH的計(jì)算歸一化電流紋波與Vo的關(guān)系(VIN = 12V):a) 耦合電感(LM/LK = 5),b) TLVR = 150nH (LC = 120nH)
圖7顯示了TLVR = 150nH和不同LC值下作為關(guān)聯(lián)TLVR相位的函數(shù)的電流紋波。LC值越低,引入的誤差越大,但趨勢(shì)非常清晰;降低NPH或降低LC會(huì)導(dǎo)致電流波紋增加。請(qǐng)注意,TLVR始終具有比基線分立電感(LC = 開(kāi)路)更大的紋波。假設(shè)LC值足夠大,可以得出結(jié)論,為使電流紋波影響受控,關(guān)聯(lián)相位的最小數(shù)量應(yīng)在NPH_min~1/D左右,參見(jiàn)公式(1)。換句話說(shuō),NPH至少應(yīng)提高到電流紋波曲線的第一陷波;在這里,不同相位的占空比接近重疊。
圖7:不同LC下TLVR = 150nH的計(jì)算電流紋波與關(guān)聯(lián)NPH的關(guān)系(VIN = 12V,Vo = 1.8V,fS = 400kHz)
另一個(gè)結(jié)論是,Vo越低,則所需的最低關(guān)聯(lián)相位數(shù)量越多,因?yàn)镹PH_min = VIN/Vo。對(duì)于VIN = 12V且Vo = 1.8V,TLVR解決方案大約需要NPH_min~6,而對(duì)于Vo = 0.8V,大約需要NPH_min~15,參見(jiàn)圖8。當(dāng)然,如果對(duì)電流紋波有額外的影響,并且可以容忍效率的降低,那么更少數(shù)量的NPH也是可以接受的。請(qǐng)注意,為了一致性,圖8是針對(duì)相同的TLVR = 150nH和相同的LC值繪制的,與Vo = 1.8V情況相同。這導(dǎo)致電流波紋較小。但是,降低的Vo會(huì)使瞬態(tài)性能更差,因此TLVR解決方案很有可能會(huì)調(diào)整以改善瞬態(tài),導(dǎo)致電流波紋增加。
假設(shè)在12V轉(zhuǎn)1.8V應(yīng)用中,關(guān)聯(lián)NPH = 6為目標(biāo)的話可使TLVR電流紋波保持較低水平。圖9顯示了原邊上所有相位都有100ns脈沖時(shí)的最壞情況下的副邊TLVR電壓(VIN - Vo)。 當(dāng)存在LC = 120nH時(shí),副邊電壓可以達(dá)到77V。如果LC從PCB斷開(kāi),則無(wú)負(fù)載的副邊電壓可以振蕩幅度達(dá)到113V。
圖8:不同LC下TLVR = 150nH的計(jì)算電流紋波與關(guān)聯(lián)NPH的關(guān)系。 VIN = 12V,Vo = 0.8V,fs = 400kHz
對(duì)最壞情況副邊TLVR電壓的粗略估計(jì)如式(2)所示,其中2x乘數(shù)來(lái)自振蕩而不是脈沖波形。
TLVR內(nèi)部泄漏使此電壓峰值略微降低,但在設(shè)計(jì)保證下該泄漏一般較小。相應(yīng)地,對(duì)于NPH = 20,估算VPEAK為408V;對(duì)于NPH = 6,估算電壓峰值為122V,而仿真結(jié)果分別為377V(圖5b)和113V(圖8b)。
圖9:TLVR最壞情況瞬態(tài)仿真,每個(gè)副邊節(jié)點(diǎn)添加5pF電容:a) LC = 120nH,b) LC 開(kāi)路,NPH = 6
為使最壞情況下副邊電壓低于期望的最小VPEAK,估算的NPH_max大致如式(3)所示。假設(shè)PCB的額定最大值限制為60V,則對(duì)于12V轉(zhuǎn)1.8V應(yīng)用,NPH_max < 2.9;對(duì)于12V轉(zhuǎn)0.8V應(yīng)用,NPH_max < 2.6。這會(huì)給約束電流紋波帶來(lái)問(wèn)題,因?yàn)閷?duì)于Vo = 1.8V,NPH_min = 6;對(duì)于Vo = 0.8V,NPH_min = 15。如果安全額定值需要足夠低的電壓限值,那么在實(shí)際應(yīng)用中,似乎會(huì)發(fā)生額外電流紋波增加的現(xiàn)象,因此預(yù)期會(huì)有更明顯的效率影響。
圖10顯示了NPH_min(效率)和NPH_max(安全)與Vo的關(guān)系,假設(shè)安全額定值為VPEAK = 60V且VIN = 12V。NPH_min和NPH_max之間的可能解決辦法僅存在于Vo = 3.5V以上,而在較低電壓時(shí),由于安全問(wèn)題,NPH_MAX會(huì)覆蓋它,導(dǎo)致電流紋波較高且和相關(guān)效率受影響。
圖10:NPH_min(效率)和NPH_max(安全)與Vo的關(guān)系,假設(shè)VIN = 12V,安全額定值VPEAK = 60V
當(dāng)然,如果降低NPH,這也會(huì)導(dǎo)致外加調(diào)諧電感LC的總數(shù)增加,因?yàn)槊總€(gè)關(guān)聯(lián)繞組都需要一個(gè)。
結(jié)論
TLVR方法是對(duì)分立電感方案的改進(jìn),但它主要改善瞬態(tài),同時(shí)會(huì)產(chǎn)生電流紋波,因此使效率變差。為使電流紋波影響受控,建議關(guān)聯(lián)NPH_min > VIN/Vo。從安全角度來(lái)看,如果期望PCB上的最壞情況電壓為VPEAK限值,那么關(guān)聯(lián)的相位數(shù)需要不超過(guò)NPH_max < VPEAK/((VIN - Vo) × 2)。安全標(biāo)準(zhǔn)一般會(huì)超越電流紋波考慮,因此預(yù)期TLVR方法的電流紋波和效率會(huì)受影響。
解決高壓?jiǎn)栴}的另一種可能性是確保控制器對(duì)齊的相位數(shù)永遠(yuǎn)不超過(guò)根據(jù)上述NPH_max確定的最大數(shù)量(60V限值最多為2到3個(gè)相位,等等)。這種方法的挑戰(zhàn)在于,它會(huì)限制系統(tǒng)瞬態(tài)性能可以達(dá)到的響應(yīng)速度。還應(yīng)考慮穩(wěn)態(tài)操作時(shí)過(guò)多相位重疊。
參考資料
[1]Pit-Leong Wong, Peng Xu, P. Yang, and F.C.Lee, “Performance improvements of interleaving VRMs with coupling inductors,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 16, no. 4, pp. 499–507, 2001
[2]Jieli Li, “Coupled Inductor Design in DC-DC Converters,” MS Thesis 2001, Dartmouth College.
[3]A. M. Schultz and C. R. Sullivan, “Voltage converter with coupled inductive windings, and associated methods,” U.S. Patent 6,362,986, March 26, 2002.
[4]A. Ikriannikov, “The benefits of the coupled inductor technology,” eeNews Power Management, December 2014, https://www.eenewspower.com/content/benefits-coupled-inductor-technology.
[5]Shuai Jiang, Xin Li, Mobashar Yazdani, Chee Chung, “Driving 48V Technology Innovations Forward - Hybrid Converters and Trans-Inductor Voltage Regulator (TLVR),” Industry Session in IEEE 2020 Applied Power Electronics Conference, 2020.
[6]Jinghai Zhou, “Scalable 2-Stage 48V to PoL Power Delivery for Data Centers,” Industry Session in IEEE 2020 Applied Power Electronics Conference, 2020.
[7]Infineon Technologies, “Multiphase buck converter with TLVR output filter,” eeNews Europe, February 17, 2021, https://www.eenewseurope.com/Learning-center/multiphase-buck-converter-tlvr-output-filter
關(guān)于ADI公司
Analog Devices, Inc. (NASDAQ: ADI)是全球領(lǐng)先的半導(dǎo)體公司,致力于在現(xiàn)實(shí)世界與數(shù)字世界之間架起橋梁,以實(shí)現(xiàn)智能邊緣領(lǐng)域的突破性創(chuàng)新。ADI提供結(jié)合模擬、數(shù)字和軟件技術(shù)的解決方案,推動(dòng)數(shù)字化工廠、汽車和數(shù)字醫(yī)療等領(lǐng)域的持續(xù)發(fā)展,應(yīng)對(duì)氣候變化挑戰(zhàn),并建立人與世界萬(wàn)物的可靠互聯(lián)。ADI公司2022財(cái)年收入超過(guò)120億美元,全球員工2.4萬(wàn)余人。攜手全球12.5萬(wàn)家客戶,ADI助力創(chuàng)新者不斷超越一切可能。更多信息,請(qǐng)?jiān)L問(wèn)www.analog.com/cn。
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