- 研究用于精確功率測(cè)量的二極管傳感器技術(shù)
- 利用合適的傳感器技術(shù)調(diào)制的信號(hào)
- 用傳感器技術(shù)進(jìn)行精確的真實(shí)RMS測(cè)量
本文中我們將分析一些現(xiàn)代通信系統(tǒng)對(duì)測(cè)量功率的需求,并將介紹功率測(cè)量技術(shù)以及在進(jìn)行功率測(cè)量的過(guò)程中存在的誤差和不確定性。
客戶(hù)對(duì)數(shù)據(jù)率日益提高的需求已經(jīng)驅(qū)使從第一代移動(dòng)電話和微波鏈路所使用的簡(jiǎn)單的恒定包絡(luò)調(diào)制方式—如PMR設(shè)備中使用的FM制式—向更為復(fù)雜的調(diào)制制式如GMSK、CDMA和N-QAM轉(zhuǎn)移。
本文將重點(diǎn)介紹對(duì)CDMA和N-QAM系統(tǒng)的均方根(RMS)測(cè)量,并將介紹可用于測(cè)量這些類(lèi)型信號(hào)的兩種不同類(lèi)型的傳感器技術(shù)。
CDMA信號(hào)如IS-95(北美窄帶CDMA標(biāo)準(zhǔn))或3GPP WCDMA標(biāo)準(zhǔn)具有大量的幅度內(nèi)容。通常情況下,峰值到平均功率的比值最小為10dB,最高可能為16dB。這種幅度變化致使傳統(tǒng)的CW線性校正二極管傳感器不適合于這些類(lèi)型的測(cè)量。
射頻鏈路已經(jīng)采用了N-QAM—典型的是64 QAM或256 QAM—調(diào)制方式以提高數(shù)據(jù)率。其它如WLAN標(biāo)準(zhǔn)這樣的一些較新且數(shù)據(jù)率較高的系統(tǒng)也采用了64QAM以獲得最快的數(shù)據(jù)率。這些系統(tǒng)的符號(hào)率通常高于大多數(shù)常見(jiàn)的峰值功率計(jì)的帶寬,而RMS測(cè)量可以對(duì)系統(tǒng)的功率作出精確和經(jīng)濟(jì)的指示。
功率測(cè)量技術(shù)已經(jīng)確定了三類(lèi)主要的功率傳感器設(shè)計(jì):熱敏電阻、二極管和熱電堆或塞貝克效應(yīng)(Seebeck effect)。熱敏電阻傳統(tǒng)上一直被用于標(biāo)準(zhǔn)的轉(zhuǎn)換,并不用于對(duì)系統(tǒng)和設(shè)備的常規(guī)測(cè)量,因?yàn)樗鼈兊墓β侍幚砟芰τ邢蕖?br />
基于二極管的傳感器一直有兩種不同的形式:僅基于平方律的傳感器和線性校正寬動(dòng)態(tài)范圍傳感器。最近,人們已經(jīng)推出了第三類(lèi)二極管傳感器,即基于多只二極管的傳感器。
熱電堆或塞貝克效應(yīng)傳感器根據(jù)熱電偶的原理工作,并依賴(lài)于輸入信號(hào)的熱效應(yīng)。這使它們成為測(cè)量復(fù)雜波形如N-QAM的真實(shí)RMS功率的理想選擇,因?yàn)闊o(wú)論加在載波上的調(diào)制方式是什么,它們將總是對(duì)輸入波形的真實(shí)RMS值作出響應(yīng)。
熱電堆具有良好的返回?fù)p失,它可以減小測(cè)量的不確定性。唯一的缺點(diǎn)在于它們的動(dòng)態(tài)范圍有限,且與二極管傳感器相比響應(yīng)速度較慢。安立的快速熱傳感器具有4ms的響應(yīng)時(shí)間。
圖2所示為熱電堆單元和二極管檢測(cè)器的響應(yīng)。傳統(tǒng)的二極管檢測(cè)器要么工作在平方律區(qū)域,因此動(dòng)態(tài)范圍被限制為50dB;要么采用線性校正技術(shù)來(lái)擴(kuò)展它們的動(dòng)態(tài)范圍。這種技術(shù)受到功率計(jì)速度的限制,并且不適合于系統(tǒng)傳輸?shù)姆?hào)率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)功率計(jì)采樣率的應(yīng)用。
圖1:熱電堆傳感器
圖2:MA2481B通用傳感器
如圖2所示,我們可以看到二極管平方律從-70dBm延伸到大約-20dBm。通用的傳感器利用三條二極管路徑構(gòu)成的平方律區(qū)域來(lái)制成一種從+20dBm覆蓋到-60dBm動(dòng)態(tài)范圍的真正的RMS傳感器。在二極管對(duì)之間有兩個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn),第一個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)大約在-3.5dBm,而第二個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)在-23.5dBm。
對(duì)于檢測(cè)器A的路徑,有40dB的衰減;如果輸入功率在+20dBm到-3.5dBm的范圍內(nèi),就要選擇該檢測(cè)器。因此,在二極管上的信號(hào)電平的變化范圍從-20dBm到-43.5dBm。檢測(cè)器B具有23dB的衰減,如果輸入功率的范圍在-3.5dBm到-23.5dBm之間,就要選擇該檢測(cè)器。在二極管上的信號(hào)電平的變化范圍從-26.5dBm到46.5dBm。
最后一對(duì)二極管-檢測(cè)器C只有6dB的衰減,并且當(dāng)輸入電平下降到-23.5dBm以下才工作。在二極管上的信號(hào)電平的變化范圍從-29.5dBm 到-66dBm。系統(tǒng)框圖和物理版圖如圖3和4所示。
圖3:MA2481B通用傳感器
圖4:通用傳感器的物理版圖
然而,讓我們比較兩個(gè)傳感器的噪聲性能。對(duì)于兩個(gè)路徑傳感器,在-20dBm的中途轉(zhuǎn)換點(diǎn),在二極管上的輸入功率等于-60dBm,在此點(diǎn)的噪聲會(huì)對(duì)測(cè)量造成嚴(yán)重的影響。對(duì)于三路徑傳感器,在任一個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)的最低信號(hào)都是-46dBm,所以信噪比要比采用雙路徑的方法好得多,從而使測(cè)量速度更快,但是精度較低。
測(cè)量誤差和不確定性可以分成四個(gè)受影響的主要區(qū)域:功率計(jì)、校正器、傳感器以及被測(cè)器件的一些特性,如匹配和偽信號(hào)輸出。我們將依此考查這些領(lǐng)域以分析它們對(duì)功率測(cè)量的貢獻(xiàn)。
圖5:安立的ML2437A功率計(jì)的簡(jiǎn)化框圖。
安立的功率計(jì)具有5個(gè)放大器量程,增益最小的兩個(gè)量程是直流耦合,并且具有對(duì)GSM類(lèi)型應(yīng)用快速響應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。其它三個(gè)量程是交流放大器,它們與傳感器中的一個(gè)斷路器配合使用。這些量程被用于測(cè)量低電平的信號(hào),在此,穩(wěn)定性、噪聲和漂移是主要的參數(shù)。如果減小這些量程的帶寬,可以改善噪聲性能。
儀器的精度
功率計(jì)的儀器精度小于0.5%,并且可以被處理為一般誤差;當(dāng)考慮作為基帶電壓測(cè)量系統(tǒng)時(shí),這就是功率計(jì)的性能。一些通常會(huì)影響該數(shù)字的參數(shù)—如量化誤差以及零殘留(carry over)—已經(jīng)通過(guò)采用具有更高分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器大為降低。
最低的增益量程通常具有最大的動(dòng)態(tài)范圍。讓我們分析量化對(duì)該增益量程的影響,因?yàn)樵撚绊憣⑹亲钪匾摹?br />
在這個(gè)量程上,模數(shù)轉(zhuǎn)換器的最大輸入電壓是4.5V。轉(zhuǎn)換器為16位模數(shù)轉(zhuǎn)換器,所以,分辨率為每位68.6uV。該量程必須處理的最小信號(hào)大約是80mV,這大約對(duì)應(yīng)于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的1,200位。因此量化誤差小于0.09%,不必當(dāng)成獨(dú)立的項(xiàng)目來(lái)處理。其它的放大器量程具有更小的動(dòng)態(tài)范圍,所以量化誤差要小得多。
零位調(diào)整和漂移
這是調(diào)零過(guò)程的殘留效應(yīng),其在一小時(shí)內(nèi)的漂移采用最大平均法來(lái)測(cè)量。對(duì)該參數(shù)的規(guī)范要求是誤差項(xiàng)在最敏感的范圍內(nèi)小于滿量程的0.5%。對(duì)于本文中已討論過(guò)的兩個(gè)傳感器,最敏感的量程達(dá)到10dB。
對(duì)于快速熱量傳感器,零位調(diào)整等于0.05mW;而對(duì)于通用二極管傳感器,零位調(diào)整等于0.05nW。隨著功率電平在最小量程內(nèi)的降低,零位調(diào)整和漂移的影響更為重要。對(duì)于已公布的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)最低端的信號(hào),其貢獻(xiàn)小于5%。
校準(zhǔn)器功率參考
功率參考為功率計(jì)提供一個(gè)可追蹤的0dBm參考電平,以校準(zhǔn)傳感器。參考校準(zhǔn)可追蹤到國(guó)家標(biāo)準(zhǔn),并且可以被考慮為具有+/-1.2%內(nèi)的峰值精度或一年內(nèi)具有0.9% 的RSS。我們要考慮的其它誤差是待校準(zhǔn)傳感器與該參考之間的不匹配。該參考具有小于1.04的VSWR(電壓駐波比),而該數(shù)值有助于減小這種誤差。對(duì)于被考慮的兩個(gè)傳感器,這個(gè)誤差項(xiàng)是0.31%。
功率傳感器
功率傳感器對(duì)不確定性預(yù)算的影響有5個(gè)因素:
1. 線性度
傳感器具有一個(gè)線性規(guī)范,它是與理想功率測(cè)量設(shè)備之間的測(cè)量偏差;
2. 溫度系數(shù)
熱電堆和二極管單元兩者都具有溫度系數(shù)。安立的傳感器對(duì)溫度漂移進(jìn)行單獨(dú)的校正,并且在功率計(jì)用來(lái)計(jì)算校準(zhǔn)的襯底上具有小的熱敏電阻。校準(zhǔn)是不完美的,所以,仍然存在殘余誤差;典型情況下,該誤差在寬的溫度范圍內(nèi)小于1%。
3. 不匹配
它是在測(cè)量時(shí)傳感器和被測(cè)設(shè)備之間的不確定性。這常常是誤差預(yù)算中最大的一個(gè)因素,即使各傳感器之間的匹配較好。
4. 校正因子的不確定性
這是傳感器和校正因子的校正系統(tǒng)之間不匹配的函數(shù),它受到被測(cè)傳感器的影響。所以,對(duì)于38GHz的快速熱傳感器的例子,其具有的校正因子不確定性為3.62%,而2.2 GHz的通用傳感器具有0.6%的校正因子不確定性。
5. 噪聲
這取決于傳感器的類(lèi)型和所施加的信號(hào)電平。對(duì)于熱電堆單元,隨著信號(hào)電平的減小,噪聲的貢獻(xiàn)增加。對(duì)于通用傳感器,我們需要考慮每一組二極管上向著量程轉(zhuǎn)換點(diǎn)處增加的噪聲。在量程轉(zhuǎn)換之后,信噪比就得到改善。功率計(jì)信號(hào)通道對(duì)傳感器的整體噪聲性能的貢獻(xiàn)相對(duì)很小。
平均化可以減小噪聲,安立 ML234X功率計(jì)提供幾種平均化的方案。在較低功率下,有一種自動(dòng)增加平均的工具,以保持在較高功率電平上的快速響應(yīng)。
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不匹配
當(dāng)進(jìn)行一次測(cè)量時(shí),這可能是對(duì)誤差預(yù)算貢獻(xiàn)最大的一個(gè)因素。不匹配誤差由傳感器和信號(hào)源的阻抗不匹配所引起。在通用術(shù)語(yǔ)中,傳感器—是無(wú)源終端—往往具有比有源器件更好的匹配。反射波與發(fā)射波以向量方式疊加,從而產(chǎn)生駐波。傳感器將檢測(cè)到這一點(diǎn),但是,不可能探測(cè)到最大和最小的位置。因此,當(dāng)考慮不匹配誤差時(shí),我們總要采用最壞的情形。
描述不匹配程度的方程如下:
其中s是信號(hào)源。l是負(fù)載,這種情況下就是傳感器。
采用一種衰減器可以改善不匹配誤差。在安立的功率計(jì)中,有一種工具容許用戶(hù)輸入具有衰減值的表格并應(yīng)用到測(cè)量之中。精密的衰減器能夠被校準(zhǔn)到0.05dB或1.15%。如果采用非精密的衰減器,那么,校準(zhǔn)誤差可能大于你所尋求的對(duì)不匹配的改進(jìn)。
諧波和偽信號(hào)
圖6:因信號(hào)源和傳感器之間的不匹配引起的誤差表面
在功率測(cè)量上的另一個(gè)誤差源就是諧波和偽信號(hào)。平方律傳感器將把其通帶內(nèi)所有信號(hào)的功率疊加。
對(duì)于滿足政府或國(guó)際規(guī)范要求的大多數(shù)已完成的系統(tǒng)設(shè)計(jì),這些信號(hào)對(duì)測(cè)量的影響是可以忽略的。然而,對(duì)于在不完整系統(tǒng)或子系統(tǒng)的部分上做的測(cè)量,由于沒(méi)有濾波措施,這些信號(hào)可能導(dǎo)致額外誤差。例如,假設(shè)本地振蕩器通過(guò)混頻器泄漏,那么,該頻率成分就僅僅比主信號(hào)低20dB。
傳感器將把兩個(gè)功率疊加在一起,由于存在兩個(gè)信號(hào),將導(dǎo)致附加的1%誤差。如果我們看另外一個(gè)例子,這次放大器的信號(hào)被壓縮。在這種情形下,諧波輸出可能僅僅比載波小10dB,因此將給讀數(shù)添加額外的10%誤差,這與系統(tǒng)中其它的誤差相比顯得很大。
在多載波測(cè)試的過(guò)程中,這種真實(shí)RMS傳感器的特性具有較大的優(yōu)勢(shì)。如果我們?nèi)蓚€(gè)相距幾MHz的載波,那么峰值電壓將為2V?;诙O管的峰值功率計(jì)然后會(huì)把這個(gè)讀數(shù)讀為4倍功率,而真實(shí)RMS傳感器將正確地把組合信號(hào)識(shí)別為2倍功率。
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那么,讓我們看這些誤差對(duì)兩個(gè)測(cè)量情形的影響。在兩種情形下,我們都將假設(shè)信號(hào)源具有1.5的VSWR,并且該信號(hào)的偽輸出是可忽略的。
1. 在+10dBm采用通用傳感器對(duì)2.2GHz WCDMA信號(hào)進(jìn)行測(cè)量;
2. 在+10dBm采用熱傳感器測(cè)量38GHz射頻鏈路;
在這兩種情形下,我們假設(shè)在測(cè)量上的噪聲和零漂移效應(yīng)都是可以忽略的。
表中顯示了疊加在線性和RSS模式中的不確定性。
表1:兩種測(cè)量情況的不確定性
線性求和假設(shè)最壞情形的誤差總要相加。RSS求和采取這樣的觀點(diǎn):由于信號(hào)源的誤差源于不同的物理機(jī)制,那么假設(shè)它們?cè)谧顗那闆r下平均起來(lái)不會(huì)疊加就是合理的。
當(dāng)處理非物理相關(guān)的不確定度的總和時(shí),許多公司和不確定性方案采用了這種方法。如果我們要從這些頻率和功率電平增加我們對(duì)不確定性的了解,那么,最好的辦法是通過(guò)三維圖形來(lái)展示這一點(diǎn)。
圖7:通用傳感器MA2481B的不確定性表面,最壞情況已經(jīng)被疊加
對(duì)于不采取平均處理的通用傳感器,該圖顯示了在室溫下不確定性的總和。最壞情形已經(jīng)被疊加上去了。從中可以看到噪聲對(duì)二極管的每一條路徑的影響。利用大小適度的平均處理,在轉(zhuǎn)換點(diǎn)上的噪聲可以被減小到微不足道的水平。在低功率電平上,噪聲是最大的一個(gè)影響因素。
圖8:熱傳感器的不確定性表面被平均化處理,RSS誤差已經(jīng)被疊加
該圖顯示了熱電堆傳感器在其整個(gè)工作頻率范圍內(nèi)的不確定性表面。在該情形下,信號(hào)源匹配一直固定在1.2,所以由于不匹配引起的不確定性被減小了。不確定性已經(jīng)被當(dāng)作RSS項(xiàng)疊加。在低功率電平上不確定性的增加主要是由零位調(diào)整參數(shù)引起的。這種與頻率相關(guān)的紋波是因在整個(gè)范圍內(nèi)變化的校正因子的不確定性引起的。
2.5%不確定性,在圖上是最低的不確定性,剛好高于+/-0.1dB;而8%的不確定性,在圖中是最大的不確定性,是+0.33/-0.36dB。
本文小結(jié)
利用合適的傳感器技術(shù),可以對(duì)具有復(fù)雜調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行精確的真實(shí)RMS測(cè)量。本文介紹了在測(cè)量功率時(shí)計(jì)算不確定性預(yù)算過(guò)程中需要考慮的各種因素。
在大信號(hào)功率級(jí),最重要的一個(gè)影響是不匹配,而這可以利用如精密衰減器之類(lèi)的匹配技術(shù)進(jìn)行管理;在低功率級(jí),最重要的影響是噪聲,而這可以通過(guò)在功率計(jì)上選擇適當(dāng)?shù)钠骄鶙l件來(lái)管理。