中心議題：

• 研究用于精確功率測(cè)量的二極管傳感器技術(shù)

解決方案：

• 利用合適的傳感器技術(shù)調(diào)制的信號(hào)
• 用傳感器技術(shù)進(jìn)行精確的真實(shí)RMS測(cè)量

本文中我們將分析一些現(xiàn)代通信系統(tǒng)對(duì)測(cè)量功率的需求，并將介紹功率測(cè)量技術(shù)以及在進(jìn)行功率測(cè)量的過程中存在的誤差和不確定性。

客戶對(duì)數(shù)據(jù)率日益提高的需求已經(jīng)驅(qū)使從第一代移動(dòng)電話和微波鏈路所使用的簡(jiǎn)單的恒定包絡(luò)調(diào)制方式—如PMR設(shè)備中使用的FM制式—向更為復(fù)雜的調(diào)制制式如GMSK、CDMA和N-QAM轉(zhuǎn)移。

本文將重點(diǎn)介紹對(duì)CDMA和N-QAM系統(tǒng)的均方根(RMS)測(cè)量，并將介紹可用于測(cè)量這些類型信號(hào)的兩種不同類型的傳感器技術(shù)。

CDMA信號(hào)如IS-95(北美窄帶CDMA標(biāo)準(zhǔn))或3GPP WCDMA標(biāo)準(zhǔn)具有大量的幅度內(nèi)容。通常情況下,峰值到平均功率的比值最小為10dB,最高可能為16dB。這種幅度變化致使傳統(tǒng)的CW線性校正二極管傳感器不適合于這些類型的測(cè)量。

射頻鏈路已經(jīng)采用了N-QAM—典型的是64 QAM或256 QAM—調(diào)制方式以提高數(shù)據(jù)率。其它如WLAN標(biāo)準(zhǔn)這樣的一些較新且數(shù)據(jù)率較高的系統(tǒng)也采用了64QAM以獲得最快的數(shù)據(jù)率。這些系統(tǒng)的符號(hào)率通常高于大多數(shù)常見的峰值功率計(jì)的帶寬，而RMS測(cè)量可以對(duì)系統(tǒng)的功率作出精確和經(jīng)濟(jì)的指示。

功率測(cè)量技術(shù)已經(jīng)確定了三類主要的功率傳感器設(shè)計(jì)：熱敏電阻、二極管和熱電堆或塞貝克效應(yīng)(Seebeck effect)。熱敏電阻傳統(tǒng)上一直被用于標(biāo)準(zhǔn)的轉(zhuǎn)換，并不用于對(duì)系統(tǒng)和設(shè)備的常規(guī)測(cè)量，因?yàn)樗鼈兊墓β侍幚砟芰τ邢蕖?br />
基于二極管的傳感器一直有兩種不同的形式：僅基于平方律的傳感器和線性校正寬動(dòng)態(tài)范圍傳感器。最近，人們已經(jīng)推出了第三類二極管傳感器，即基于多只二極管的傳感器。

熱電堆或塞貝克效應(yīng)傳感器根據(jù)熱電偶的原理工作，并依賴于輸入信號(hào)的熱效應(yīng)。這使它們成為測(cè)量復(fù)雜波形如N-QAM的真實(shí)RMS功率的理想選擇，因?yàn)闊o論加在載波上的調(diào)制方式是什么，它們將總是對(duì)輸入波形的真實(shí)RMS值作出響應(yīng)。

熱電堆具有良好的返回?fù)p失，它可以減小測(cè)量的不確定性。唯一的缺點(diǎn)在于它們的動(dòng)態(tài)范圍有限，且與二極管傳感器相比響應(yīng)速度較慢。安立的快速熱傳感器具有4ms的響應(yīng)時(shí)間。

圖2所示為熱電堆單元和二極管檢測(cè)器的響應(yīng)。傳統(tǒng)的二極管檢測(cè)器要么工作在平方律區(qū)域，因此動(dòng)態(tài)范圍被限制為50dB；要么采用線性校正技術(shù)來擴(kuò)展它們的動(dòng)態(tài)范圍。這種技術(shù)受到功率計(jì)速度的限制，并且不適合于系統(tǒng)傳輸?shù)姆?hào)率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過功率計(jì)采樣率的應(yīng)用。
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如圖2所示，我們可以看到二極管平方律從-70dBm延伸到大約-20dBm。通用的傳感器利用三條二極管路徑構(gòu)成的平方律區(qū)域來制成一種從+20dBm覆蓋到-60dBm動(dòng)態(tài)范圍的真正的RMS傳感器。在二極管對(duì)之間有兩個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)，第一個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)大約在-3.5dBm，而第二個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)在-23.5dBm。

對(duì)于檢測(cè)器A的路徑，有40dB的衰減；如果輸入功率在+20dBm到-3.5dBm的范圍內(nèi)，就要選擇該檢測(cè)器。因此，在二極管上的信號(hào)電平的變化范圍從-20dBm到-43.5dBm。檢測(cè)器B具有23dB的衰減，如果輸入功率的范圍在-3.5dBm到-23.5dBm之間，就要選擇該檢測(cè)器。在二極管上的信號(hào)電平的變化范圍從-26.5dBm到46.5dBm。

最后一對(duì)二極管－檢測(cè)器C只有6dB的衰減，并且當(dāng)輸入電平下降到-23.5dBm以下才工作。在二極管上的信號(hào)電平的變化范圍從-29.5dBm 到-66dBm。系統(tǒng)框圖和物理版圖如圖3和4所示。
那么，這三對(duì)二極管工作的優(yōu)勢(shì)是什么？我們具有一個(gè)真實(shí)的RMS范圍達(dá)到80dB的傳感器，那么對(duì)于測(cè)量由UE—希望覆蓋寬的動(dòng)態(tài)范圍—產(chǎn)生的WCDMA信號(hào)就非常有用。當(dāng)然，僅僅采用兩對(duì)二極管路徑就可能制成類似的傳感器。二極管的平方律區(qū)域?yàn)?0dB，所以如果具有兩個(gè)路徑，其中每一個(gè)都工作在40dB的范圍內(nèi)，那么，這就足以產(chǎn)生一個(gè)動(dòng)態(tài)范圍是80dB的傳感器。

然而，讓我們比較兩個(gè)傳感器的噪聲性能。對(duì)于兩個(gè)路徑傳感器，在－20dBm的中途轉(zhuǎn)換點(diǎn)，在二極管上的輸入功率等于-60dBm，在此點(diǎn)的噪聲會(huì)對(duì)測(cè)量造成嚴(yán)重的影響。對(duì)于三路徑傳感器，在任一個(gè)轉(zhuǎn)換點(diǎn)的最低信號(hào)都是-46dBm，所以信噪比要比采用雙路徑的方法好得多，從而使測(cè)量速度更快，但是精度較低。

測(cè)量誤差和不確定性可以分成四個(gè)受影響的主要區(qū)域：功率計(jì)、校正器、傳感器以及被測(cè)器件的一些特性，如匹配和偽信號(hào)輸出。我們將依此考查這些領(lǐng)域以分析它們對(duì)功率測(cè)量的貢獻(xiàn)。
安立的功率計(jì)具有5個(gè)放大器量程，增益最小的兩個(gè)量程是直流耦合，并且具有對(duì)GSM類型應(yīng)用快速響應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。其它三個(gè)量程是交流放大器，它們與傳感器中的一個(gè)斷路器配合使用。這些量程被用于測(cè)量低電平的信號(hào)，在此，穩(wěn)定性、噪聲和漂移是主要的參數(shù)。如果減小這些量程的帶寬，可以改善噪聲性能。

儀器的精度

功率計(jì)的儀器精度小于0.5%，并且可以被處理為一般誤差；當(dāng)考慮作為基帶電壓測(cè)量系統(tǒng)時(shí)，這就是功率計(jì)的性能。一些通常會(huì)影響該數(shù)字的參數(shù)—如量化誤差以及零殘留(carry over)—已經(jīng)通過采用具有更高分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器大為降低。

最低的增益量程通常具有最大的動(dòng)態(tài)范圍。讓我們分析量化對(duì)該增益量程的影響，因?yàn)樵撚绊憣⑹亲钪匾摹?br />
在這個(gè)量程上，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的最大輸入電壓是4.5V。轉(zhuǎn)換器為16位模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所以，分辨率為每位68.6uV。該量程必須處理的最小信號(hào)大約是80mV，這大約對(duì)應(yīng)于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的1,200位。因此量化誤差小于0.09%，不必當(dāng)成獨(dú)立的項(xiàng)目來處理。其它的放大器量程具有更小的動(dòng)態(tài)范圍，所以量化誤差要小得多。

零位調(diào)整和漂移

這是調(diào)零過程的殘留效應(yīng)，其在一小時(shí)內(nèi)的漂移采用最大平均法來測(cè)量。對(duì)該參數(shù)的規(guī)范要求是誤差項(xiàng)在最敏感的范圍內(nèi)小于滿量程的0.5%。對(duì)于本文中已討論過的兩個(gè)傳感器，最敏感的量程達(dá)到10dB。

對(duì)于快速熱量傳感器，零位調(diào)整等于0.05mW；而對(duì)于通用二極管傳感器，零位調(diào)整等于0.05nW。隨著功率電平在最小量程內(nèi)的降低，零位調(diào)整和漂移的影響更為重要。對(duì)于已公布的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)最低端的信號(hào)，其貢獻(xiàn)小于5%。

校準(zhǔn)器功率參考

功率參考為功率計(jì)提供一個(gè)可追蹤的0dBm參考電平，以校準(zhǔn)傳感器。參考校準(zhǔn)可追蹤到國家標(biāo)準(zhǔn)，并且可以被考慮為具有+/-1.2%內(nèi)的峰值精度或一年內(nèi)具有0.9% 的RSS。我們要考慮的其它誤差是待校準(zhǔn)傳感器與該參考之間的不匹配。該參考具有小于1.04的VSWR(電壓駐波比)，而該數(shù)值有助于減小這種誤差。對(duì)于被考慮的兩個(gè)傳感器，這個(gè)誤差項(xiàng)是0.31%。

功率傳感器

功率傳感器對(duì)不確定性預(yù)算的影響有5個(gè)因素：

1. 線性度

傳感器具有一個(gè)線性規(guī)范，它是與理想功率測(cè)量設(shè)備之間的測(cè)量偏差；

2. 溫度系數(shù)

熱電堆和二極管單元兩者都具有溫度系數(shù)。安立的傳感器對(duì)溫度漂移進(jìn)行單獨(dú)的校正，并且在功率計(jì)用來計(jì)算校準(zhǔn)的襯底上具有小的熱敏電阻。校準(zhǔn)是不完美的，所以，仍然存在殘余誤差；典型情況下，該誤差在寬的溫度范圍內(nèi)小于1%。

3. 不匹配

 它是在測(cè)量時(shí)傳感器和被測(cè)設(shè)備之間的不確定性。這常常是誤差預(yù)算中最大的一個(gè)因素，即使各傳感器之間的匹配較好。

4. 校正因子的不確定性

這是傳感器和校正因子的校正系統(tǒng)之間不匹配的函數(shù)，它受到被測(cè)傳感器的影響。所以，對(duì)于38GHz的快速熱傳感器的例子，其具有的校正因子不確定性為3.62%，而2.2 GHz的通用傳感器具有0.6%的校正因子不確定性。

5. 噪聲

這取決于傳感器的類型和所施加的信號(hào)電平。對(duì)于熱電堆單元，隨著信號(hào)電平的減小，噪聲的貢獻(xiàn)增加。對(duì)于通用傳感器，我們需要考慮每一組二極管上向著量程轉(zhuǎn)換點(diǎn)處增加的噪聲。在量程轉(zhuǎn)換之后，信噪比就得到改善。功率計(jì)信號(hào)通道對(duì)傳感器的整體噪聲性能的貢獻(xiàn)相對(duì)很小。

平均化可以減小噪聲，安立 ML234X功率計(jì)提供幾種平均化的方案。在較低功率下，有一種自動(dòng)增加平均的工具，以保持在較高功率電平上的快速響應(yīng)。
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不匹配

當(dāng)進(jìn)行一次測(cè)量時(shí)，這可能是對(duì)誤差預(yù)算貢獻(xiàn)最大的一個(gè)因素。不匹配誤差由傳感器和信號(hào)源的阻抗不匹配所引起。在通用術(shù)語中，傳感器—是無源終端—往往具有比有源器件更好的匹配。反射波與發(fā)射波以向量方式疊加，從而產(chǎn)生駐波。傳感器將檢測(cè)到這一點(diǎn)，但是，不可能探測(cè)到最大和最小的位置。因此，當(dāng)考慮不匹配誤差時(shí)，我們總要采用最壞的情形。

描述不匹配程度的方程如下：

其中s是信號(hào)源。l是負(fù)載，這種情況下就是傳感器。

采用一種衰減器可以改善不匹配誤差。在安立的功率計(jì)中，有一種工具容許用戶輸入具有衰減值的表格并應(yīng)用到測(cè)量之中。精密的衰減器能夠被校準(zhǔn)到0.05dB或1.15%。如果采用非精密的衰減器，那么，校準(zhǔn)誤差可能大于你所尋求的對(duì)不匹配的改進(jìn)。

諧波和偽信號(hào)
在功率測(cè)量上的另一個(gè)誤差源就是諧波和偽信號(hào)。平方律傳感器將把其通帶內(nèi)所有信號(hào)的功率疊加。

對(duì)于滿足政府或國際規(guī)范要求的大多數(shù)已完成的系統(tǒng)設(shè)計(jì)，這些信號(hào)對(duì)測(cè)量的影響是可以忽略的。然而，對(duì)于在不完整系統(tǒng)或子系統(tǒng)的部分上做的測(cè)量，由于沒有濾波措施，這些信號(hào)可能導(dǎo)致額外誤差。例如，假設(shè)本地振蕩器通過混頻器泄漏，那么，該頻率成分就僅僅比主信號(hào)低20dB。

傳感器將把兩個(gè)功率疊加在一起，由于存在兩個(gè)信號(hào)，將導(dǎo)致附加的1%誤差。如果我們看另外一個(gè)例子，這次放大器的信號(hào)被壓縮。在這種情形下，諧波輸出可能僅僅比載波小10dB，因此將給讀數(shù)添加額外的10%誤差，這與系統(tǒng)中其它的誤差相比顯得很大。

在多載波測(cè)試的過程中，這種真實(shí)RMS傳感器的特性具有較大的優(yōu)勢(shì)。如果我們?nèi)蓚€(gè)相距幾MHz的載波，那么峰值電壓將為2V?；诙O管的峰值功率計(jì)然后會(huì)把這個(gè)讀數(shù)讀為4倍功率，而真實(shí)RMS傳感器將正確地把組合信號(hào)識(shí)別為2倍功率。
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那么，讓我們看這些誤差對(duì)兩個(gè)測(cè)量情形的影響。在兩種情形下，我們都將假設(shè)信號(hào)源具有1.5的VSWR，并且該信號(hào)的偽輸出是可忽略的。

1. 在+10dBm采用通用傳感器對(duì)2.2GHz WCDMA信號(hào)進(jìn)行測(cè)量；

2. 在+10dBm采用熱傳感器測(cè)量38GHz射頻鏈路；

在這兩種情形下，我們假設(shè)在測(cè)量上的噪聲和零漂移效應(yīng)都是可以忽略的。

表中顯示了疊加在線性和RSS模式中的不確定性。
線性求和假設(shè)最壞情形的誤差總要相加。RSS求和采取這樣的觀點(diǎn)：由于信號(hào)源的誤差源于不同的物理機(jī)制，那么假設(shè)它們?cè)谧顗那闆r下平均起來不會(huì)疊加就是合理的。

當(dāng)處理非物理相關(guān)的不確定度的總和時(shí)，許多公司和不確定性方案采用了這種方法。如果我們要從這些頻率和功率電平增加我們對(duì)不確定性的了解，那么，最好的辦法是通過三維圖形來展示這一點(diǎn)。 [page]
對(duì)于不采取平均處理的通用傳感器，該圖顯示了在室溫下不確定性的總和。最壞情形已經(jīng)被疊加上去了。從中可以看到噪聲對(duì)二極管的每一條路徑的影響。利用大小適度的平均處理，在轉(zhuǎn)換點(diǎn)上的噪聲可以被減小到微不足道的水平。在低功率電平上，噪聲是最大的一個(gè)影響因素。
該圖顯示了熱電堆傳感器在其整個(gè)工作頻率范圍內(nèi)的不確定性表面。在該情形下，信號(hào)源匹配一直固定在1.2，所以由于不匹配引起的不確定性被減小了。不確定性已經(jīng)被當(dāng)作RSS項(xiàng)疊加。在低功率電平上不確定性的增加主要是由零位調(diào)整參數(shù)引起的。這種與頻率相關(guān)的紋波是因在整個(gè)范圍內(nèi)變化的校正因子的不確定性引起的。

2.5%不確定性，在圖上是最低的不確定性，剛好高于+/-0.1dB；而8%的不確定性，在圖中是最大的不確定性，是+0.33/-0.36dB。

本文小結(jié)

利用合適的傳感器技術(shù)，可以對(duì)具有復(fù)雜調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行精確的真實(shí)RMS測(cè)量。本文介紹了在測(cè)量功率時(shí)計(jì)算不確定性預(yù)算過程中需要考慮的各種因素。

在大信號(hào)功率級(jí)，最重要的一個(gè)影響是不匹配，而這可以利用如精密衰減器之類的匹配技術(shù)進(jìn)行管理；在低功率級(jí)，最重要的影響是噪聲，而這可以通過在功率計(jì)上選擇適當(dāng)?shù)钠骄鶙l件來管理。