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第三講:CMOS雙平衡混頻器設(shè)計實例講解

發(fā)布時間:2013-07-20 責(zé)任編輯:eliane

【導(dǎo)讀】CMOS技術(shù)低價格、低功耗以及易于集成等特點使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢發(fā)展。目前的全集成CMOS混頻器也是種類繁多,本文采用TSMC的0.25μm CMOS管模型設(shè)計了一種有源Gilbert結(jié)構(gòu)雙平衡混頻器,可滿足當(dāng)前大部分無線通信的要求。

第一講:混頻器的工作原理分析
第二講:三極管混頻器的電路組態(tài)及技術(shù)指標(biāo)

CMOS技術(shù)本身具有低價格、低功耗、易于集成的特點,使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢發(fā)展,加之半導(dǎo)體工藝的進步,基于CMOS技術(shù)的器件的工作頻率已能達(dá)到20GHz,并且完全可以與收發(fā)器后端電路實現(xiàn)單片集成,極大推動了無線通信技術(shù)的發(fā)展。

混頻器利用器件的非線性特性來實現(xiàn)信號載波頻率的變化,產(chǎn)生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無線通信系統(tǒng)射頻前端的核心部分之一,其性能的好壞將直接影響整個系統(tǒng)的性能。目前已有種類繁多的全集成CMOS混頻器,本文采用TSMC的0.25μm CMOS管模型設(shè)計了一種有源Gilbert結(jié)構(gòu)雙平衡混頻器。根據(jù)在2.5GHz的射頻輸入下得到的仿真結(jié)果,該設(shè)計完全可以滿足802.11b/g/n與Bluetooth等無線通信的要求。

圖1:Gilbert結(jié)構(gòu)雙平衡混頻器
 
1 CMOS雙平衡混頻器的分析及設(shè)計

Gilbert單元結(jié)構(gòu)如圖1所示。這種結(jié)構(gòu)主要由開關(guān)管(M1、M2、M3、M4)和跨導(dǎo)晶體管(M5、m6)組成。本振信號VLO從開關(guān)管的柵極引入,射頻信號VRF加在具有固定偏置的跨導(dǎo)級差分對M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區(qū)),將VRF信號轉(zhuǎn)換成電流信號;M1~M4工作在近飽和狀態(tài),是兩對開關(guān),由本振大信號來驅(qū)動兩對管交替開關(guān),達(dá)到混頻的目的;R1是電阻負(fù)載,通過負(fù)載電阻將混頻后的電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號VIF輸出。

假設(shè)VRF的輸入信號為一正弦信號:
CMOS雙平衡混頻器設(shè)計實例:公式1
CMOS雙平衡混頻器設(shè)計實例:公式2
跨導(dǎo)晶體管M5和M6的跨導(dǎo)為GM,并假定開關(guān)對管M1~M4在VLO的驅(qū)動下,處于理想開關(guān)狀態(tài),M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷,由于該混頻電路的對稱性,不再分別進行討論。當(dāng)方波在正半周期,M1和M4導(dǎo)通時,跨導(dǎo)晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為
CMOS雙平衡混頻器設(shè)計實例:公式3、4、5
根據(jù)式(4)的中頻輸出可以看出,輸出信號既不包含輸入射頻信號頻率分量,也不包含本振信號頻率分量,因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號饋通,因此具有極好的端口隔離度。另外,差分的射頻輸入信號也可以抑制射頻信號中的共模噪聲。但是需要補充說明一點,要使M1~M4成為理想的開關(guān),輸入本振信號應(yīng)該是理想的方波,在低電平時MOS能夠完全關(guān)斷,源漏電阻Roff為無窮大;在高電平時能將MOS完全打開,導(dǎo)通電阻Ron近似為零,這種射頻方波信號在電路中很難實現(xiàn)。實際電路中驅(qū)動開關(guān)管的一般是幅度較大的正弦信號來替代。
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另外,電路中CMOS管溝道尺寸及相關(guān)參數(shù)有如下公式:
CMOS雙平衡混頻器設(shè)計實例:公式6、7
其中W/L為CMOS管溝道尺寸之比,μN為溝道載流子的遷移率,COX為單位面積的柵級電容,ID為漏電流,VGS為柵源間的電壓,VTH為MOS管的閾值電壓。

由式(5)可知,在開關(guān)近似理想的狀態(tài)下,整個混頻器的增益只與跨導(dǎo)GM和負(fù)載電阻RL有關(guān),同時,增益的線性度是由跨導(dǎo)電路的線性度決定的。但是,由于CMOS器件的跨導(dǎo)較小,故跨導(dǎo)大小的選取要受到實際電路模型的限制;而負(fù)載電阻會給整個電路引入熱噪聲,使噪聲系數(shù)的惡化,且過大的負(fù)載電阻也會使整個混頻器的工作電壓和功耗上升,所以RL不宜過大;而因此需通過選取適當(dāng)?shù)霓D(zhuǎn)換增益來對RL和GM進行選取。開關(guān)管M1~M4的溝道尺寸通過使柵極過驅(qū)動電壓VGS-VTH的值在0.1~0.3V之間時根據(jù)式(7)確定,而M5、M6的尺寸可通過GM和適當(dāng)?shù)穆╇娏鱅d,再根據(jù)式(6)來求得。故混頻器的設(shè)計中需要將轉(zhuǎn)換增益、線性度、噪聲系數(shù)、功耗等性能指標(biāo)之間進行折中,來實現(xiàn)整體設(shè)計的最佳性能。

因此,為實現(xiàn)上述目標(biāo),我們需先對若干參數(shù)的取值范圍進行限定,再根據(jù)其余參數(shù)間的互相關(guān)系對它們的取值范圍進行選取,最后通過仿真結(jié)果的比對來選定一組相對最優(yōu)參數(shù)。

通過參考相關(guān)設(shè)計,先限定幾個關(guān)鍵參數(shù):轉(zhuǎn)換增益需大于10dB,噪聲系數(shù)小于10,1dB壓縮點大于0dBm。通過利用ADS軟件仿真時的調(diào)諧功能(Tuning)。在這里再對其余參數(shù)的值進行分段調(diào)整。通過多次優(yōu)化,最后選取M1~M4的溝道長、寬為0.6μm、170μm,M5、M6的溝道長、寬為0.6m、277μm,電流源取6mA,負(fù)載電阻為900Ω。設(shè)計時采用兩共柵的MOS管來實現(xiàn)恒流源,并在跨導(dǎo)源級加入反饋電阻Rf,這樣做可以使跨導(dǎo)變?yōu)樵瓉淼?/(1+GMRf)倍。恒流源及反饋電阻部分電路如圖2所示。

圖2:恒流源及反饋電阻
圖2:恒流源及反饋電阻

2 仿真結(jié)果及分析

本次設(shè)計的混頻器的射頻信號輸入頻率范圍在2.4~2.5GHz。仿真時選取2.5GHz、-30dBm的射頻輸入信號,2.25GHz、5dBm的本振信號作為示例,CMOS管采用基于TSMC(臺積電)的0.25μm工藝的Bsim3_Model的V3.1模型,使用Agilent公司的ADS2008進行仿真,以下為仿真結(jié)果及分析。

圖3:混頻器輸出頻譜
圖3:混頻器輸出頻譜

圖3中m1所標(biāo)為中頻輸出譜線,根據(jù)輸入射頻輸入信號為-30dBm可以算出混頻器的轉(zhuǎn)換增益為10.975dB。m2是同為二階產(chǎn)物的和頻輸出分量,幅度是相當(dāng)高的,不過要去除也是較容易的,只需在輸出端接一低通或帶通濾波器將其濾除即可。

表1:單邊及雙邊帶噪聲系數(shù)
表1:單邊及雙邊帶噪聲系數(shù)

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表1所列為混頻器單邊帶與雙邊帶噪聲系數(shù)。當(dāng)混頻器輸出有用信號只存在于本振信號的一側(cè),用單邊帶(SSB)噪聲系數(shù)來表征;與之相對應(yīng)的,若接收信號是均勻輻射譜,有用信號存在于兩個邊帶上,則需用雙邊帶(DSB)噪聲系數(shù)表示,在天文或遙感使用較多。由于鏡像噪聲的影響,單邊帶噪聲系數(shù)一般要高出3dB,故為了參數(shù)美觀,大部分混頻器在不做特殊說明的情況下僅將雙邊帶噪聲系數(shù)標(biāo)示出來,而實際應(yīng)用中大部分是需要單邊帶噪聲系數(shù)作為重要參考的,這是大家需要注意的。

圖4:本振功率與中頻輸出的關(guān)系
圖4:本振功率與中頻輸出的關(guān)系

從圖4可以看出,正如前文所描述,由于用正弦信號替代理想方波信號,必須在本振功率高到一定程度,開關(guān)管工作于近似理想開關(guān)狀態(tài)時,混頻器才能保持較穩(wěn)定的轉(zhuǎn)換增益。由圖可知當(dāng)本振信號大于-3dBm時,轉(zhuǎn)換增益穩(wěn)定保持在10dB以上。

圖5所示是實際中頻輸出功率與理想輸出功率的差異。圖中直線為線性增益的延長線,曲線為混頻器實際增益的輸出曲線。由圖中標(biāo)示可知,當(dāng)射頻輸入信號RF達(dá)到-8dBm時,實際增益出現(xiàn)壓縮,此時中頻輸出功率1.2dBm左右。

圖5:1dB功率壓縮點
圖5:1dB功率壓縮點

對于出現(xiàn)兩個頻率很相近的射頻信號RF1、RF2同時進入混頻器和本振LO進行混頻。由于混頻器為非線性器件,輸出頻譜中會包含多階產(chǎn)物,其中3階產(chǎn)物的頻率:ω3:ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)會出現(xiàn)輸出中頻附近,造成很大干擾,尤其出現(xiàn)射頻多路通信系統(tǒng)中將會是相當(dāng)嚴(yán)重的問題。故仿真時用2.5GHz+50kHz的雙音功率源,圖6中m2標(biāo)示的為一根三階分量的譜線,經(jīng)仿真軟件計算得出的結(jié)果見表2。
圖6:雙音測試時的輸出頻譜
圖6:雙音測試時的輸出頻譜
表2:雙音測試時得出的三階調(diào)試截止點
表2:雙音測試時得出的三階調(diào)試截止點

根據(jù)經(jīng)驗公式,一般情況下三階調(diào)制截止點比1dB壓縮點高10dB左右,據(jù)此可驗證仿真結(jié)果是否合理。

3 結(jié)束語

本文采用TSMC 0.25μm工藝CMOS設(shè)計了一種具有Gilbert結(jié)構(gòu)的有源雙平衡混頻器,在不增加電路復(fù)雜性的前提下,通過反饋電阻的引入及借助ADS軟件對元件及電路參數(shù)的適當(dāng)選取,使該混頻器的增益及線性度較文獻(xiàn)、均有明顯的改進,并可滿足當(dāng)前大部分無線通信的要求。

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如何用高輸入IP3混頻器實現(xiàn)VHF接收器設(shè)計
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