- 線性穩(wěn)壓器的限流電路結構
- 線性穩(wěn)壓器的電流采樣電路
- 線性穩(wěn)壓器的性能參數(shù)和結果
目前伴隨著便攜移動設備的快速發(fā)展，電源芯片得到更廣泛的應用，LDO芯片即是一種重要的電源芯片。但在發(fā)生輸出短路或負載電流過大的情況，LDO穩(wěn)壓器可能會損壞，特別是在短路情況下，LDO存在過大的電流從調整管通過，進而可能燒壞調整管致使芯片無法工作。因此需要設計一種用于LDO穩(wěn)壓器的限流電路，能在過載或短路情況下及時關閉電源系統(tǒng)。
電路結構
這種限流電路的主要結構包括:電流采樣電路、電流比較電路和基準源電路。如圖1所示，它將從LDO輸出電路得到的采樣電流，與基準電流(鏡像于基準源)作比較。根據(jù)實際需要，設定當輸出驅動電流大于100mA時，采樣電流大于基準電流，比較器翻轉輸出低電平，經(jīng)反相器整形后得到邏輯0，由此LDO被關閉，從而實現(xiàn)限流功能。
1電流采樣電路
如圖1所示，電流采樣電路包括MP5、MP4、MP3、MN2和MN1。因為MP5和MP6均工作在飽和區(qū)，為了使MP5更好地等比例鏡像LDO的調整管(PMOS驅動管)MP6的電流，特使用MN1、MN2、MP3和MP4組成自偏置的鏡像陣列，以保證VX=VY，Vds_p5=Vds_p6。所以根據(jù)飽和區(qū)電流公式得到，N1I_p5=N1Is=N1Is1=I_p6。為使M3電流與Is更好的匹配，根據(jù)經(jīng)驗值并考慮功耗因素，特意將MN1、MN2和M3的過飽和電壓提高到0.3V。
圖1電流采樣電路與電流比較電路
2電流比較電路
電流比較電路由電壓比較器A1，若干電阻和MOS管構成。參考圖2可知，電流比較電路的左半部分將電流轉化為電壓，而A1比較兩者電壓差給出判斷電壓Vc。
圖2比較器A1電路
因為M1，M2和M3均工作在飽和區(qū)，有
Is=N2×Is2=N2×I1=N2×IR1。
VA=VDD-Vsg1-IR1×R1;
VB=VDD-Vsg2-IR2×R2
由此可得：
為了簡便計算，設當Vd=0時，公式(1)中前一個括號和后一個括號分別為零，那么整理后得到
，代入輸出電流Io和基準電流Ir后得到：
當Io=100mA時，Vd=0，比較器A1翻轉，LDO關閉。設定N1=200，N2=4，M=4，Ir=10uA，得到M1和M2的寬長比之比和R1與R2的電阻之比。[page]
那么利用PMOS的飽和區(qū)電流公式可得M1與M2的具體尺寸。為使此時電壓比較器A1性能更佳，設定VB為VDD的一半，可求出R2阻值，再根據(jù)公式(2)得到的電阻比例，便可得到R1阻值。
另外，為使限流電路能應用在較復雜的電源條件下，當電荷泵充當電源時，該電路設計一方面提高A1的PSRR，另一方面如上所述，利用M1、M2管和電阻R1、R2，降低電源VDD的抖動對A1輸入端的影響。
在輸出端加入退耦電容Cde，以防止高頻干擾產生誤判斷。
為提高PSRR參數(shù)，A1選擇跨導放大電路，并且增大PMOS的溝道長度。同時為抑制噪聲干擾，在尾電流一定的條件下，增大輸入差分對的寬長比。
利用Hspice仿真得到比較器A1的幅頻曲線和PSRR，如圖3所示。
圖3比較器A1的幅頻曲線和PSRR曲線
由此可知，這種比較器低頻增益為60db，PSRR約為160db，當頻率為1M時增益大于40db，而PSRR大于80db，所以比較器能夠滿足限流性能要求。
3基準源
基準源電路采用倍乘基準自偏置電路。圖4中NMOS采用共源共柵結構，用以降低電源波動對基準電流的影響。
圖4基準源電路。
由圖可推得基準電流：
因為溝道調制效應對長溝道器件影響比對短溝道器件影響小，因而在設計基準源及其相關電流鏡時，MOS管的溝道長度為最小尺寸的15倍。同時利用dummy管和差指MOS管等版圖技術，來進一步保證鏡像過程中的電流匹配。
3性能參數(shù)和結果
將以上設計的限流電路嵌入某穩(wěn)壓芯片(內含電荷泵電路)中，實現(xiàn)流片量產(CMOS工藝)。當VDD=3V時，通過測量量產芯片得到輸出電流極限數(shù)據(jù)。統(tǒng)計如圖5所示，可知當輸出電流處于100~120mA范圍內時，限流電路開始工作，關閉系統(tǒng)即保護LDO安全。由此可見，本設計電路結構簡單，功能可靠,可廣泛應用于電源芯片中。
圖5統(tǒng)計圖
