欠壓閉鎖(UVLO)可防止下游電子系統(tǒng)在異常低的電源電壓下工作，避免導(dǎo)致系統(tǒng)故障。例如，當(dāng)電源電壓低于規(guī)格要求時，數(shù)字系統(tǒng)可能性能不穩(wěn)定，甚至死機(jī)。當(dāng)電源為可充電電池時，欠壓閉鎖可防止電池因深度放電而受損。過壓閉鎖(OVLO)可保護(hù)系統(tǒng)免受極高電源電壓的影響。由于欠壓和過壓閾值取決于系統(tǒng)的有效工作范圍，因此電阻分壓器可用于通過相同的控制電路設(shè)置自定義閾值。為了能夠在存在電源噪聲或電阻的情況下實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)無顫振閉鎖功能，需要利用閾值遲滯。在討論了簡單的UVLO/OVLO電路后，本文將介紹一些添加閾值遲滯的簡單方法，當(dāng)默認(rèn)值不足時，有必要添加閾值遲滯。

 

欠壓和過壓閉鎖電路

 

圖1所示為欠壓閉鎖電路（目前無遲滯）。它有一個比較器，其負(fù)輸入端具有正基準(zhǔn)電壓(VT)。比較器控制一個電源開關(guān)，用于打開或閉合電源輸入和下游電子系統(tǒng)之間的路徑。比較器的正輸入連接至電阻分壓器。如果電源接通，并從0 V開始上升，比較器輸出起初較低，電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)比較器正輸入達(dá)到VT時，比較器輸出斷路。此時，底部電阻中的電流為 V_T/R_B。如果比較器無任何輸入偏置電流，該電流會流入R_T。因此，當(dāng)比較器斷路時，電源電壓為 V_T + R_T × V_T/R_B = V_T × (R_B + R_T)/R_B，則UVLO閾值為11 V。低于該閾值時，比較器輸出低電平，將打開電源開關(guān)；高于該UVLO閾值時，開關(guān)閉合，電源為系統(tǒng)上電。通過更改RB和RT的比值就可以輕松調(diào)整閾值。絕對電阻值由預(yù)計的分壓器偏置電流設(shè)定（本文稍后將詳細(xì)介紹）。要設(shè)置OVLO閾值，只需交換比較器的兩個輸入（例如，圖2中的下方比較器），這樣高電平輸入就會迫使比較器輸出低電平，并打開開關(guān)。

 

圖1.采用電阻分壓器、比較器和電源開關(guān)的電源欠壓閉鎖電路

 

電源開關(guān)也可通過N溝道或P溝道電源MOSFET來實(shí)現(xiàn)，不過這部分內(nèi)容不是本文討論的重點(diǎn)。之前的討論假設(shè)N溝道MOSFET開關(guān)在柵極電壓為低電平（例如：0 V）時打開（高電阻）。為了完全閉合（低電阻）N溝道MOSFET，柵極電壓必須比電源電壓至少高出MOSFET閾值電壓，這需要使用電荷泵。保護(hù)控制器 （LTC4365, LTC4367, and LTC4368 ）集成了比較器和電荷泵，可驅(qū)動N溝道MOSFET，同時靜態(tài)功耗較低。P溝道MOSFET不需要使用電荷泵，但柵極電壓極性相反；也就是說，低電壓閉合開關(guān)，而高電壓打開P溝道MOSFET開關(guān)。

 

再來看電阻分壓器：與使用兩個單獨(dú)的2電阻串相比，3電阻串可設(shè)置欠壓和過壓閉鎖閾值（圖2），同時一個分壓器無需提供偏置電流。UVLO閾值為：V_T × (R_B + R_M + R_T)/(R_B + R_M) ，而OVLO閾值為： V_T × (R_B + R_M + R_T)/R_B。AND柵極將兩個比較器的輸出合并，然后連接至電源開關(guān)。因此，當(dāng)輸入電壓介于欠壓和過壓閾值之間時，電源開關(guān)閉合，為系統(tǒng)供電；否則，開關(guān)打開，斷開系統(tǒng)供電。如果不需要考慮分壓器功耗，則采用單獨(dú)的欠壓和過壓分壓器，分別獨(dú)立調(diào)整閾值會更靈活。

 

圖2.采用單個電阻分壓器的欠壓和過壓閉鎖電路

 

具有遲滯功能的欠壓和過壓閉鎖電路

 

在圖1中，如果電源電壓上升緩慢并且有噪聲，或者如果電源本身具有電阻（如電池中的電阻），導(dǎo)致電壓隨負(fù)載電流下降，那么當(dāng)比較器輸入超過其UVLO閾值時，比較器的輸出將在高電平和低電平之間反復(fù)切換。這是因?yàn)?，比較器的正輸入因輸入噪聲或負(fù)載電流通過電源電阻導(dǎo)致的壓降而反復(fù)高于和低于V_T閾值。對于電池供電電路，這可能會導(dǎo)致永無休止的振蕩。使用具有遲滯功能的比較器可消除這種顫振，從而使開關(guān)切換更順暢。如圖3所示，遲滯比較器針會對上升（例如：V_T + 100 mV）和下降輸入（例如：V_T – 100 mV）提供不同的閾值。比較器遲滯會隨R_B和R_T放大，使電源電平為200 mV × (R_B + R_T)/R_B。如果電源輸入的噪聲或壓降低于該遲滯，就可以消除顫振。如果比較器不存在遲滯或遲滯較低，則有許多方法可以增加或提高遲滯。所有這些方法均在分壓器接頭處采用正反饋，例如：當(dāng)比較器斷路時，正在上升的比較器輸入電平會更高。為簡單起見，以下等式假設(shè)比較器本身沒有遲滯。

 

圖3.通過在分壓器接頭與電源開關(guān)輸出之間連接一個電阻來增加欠壓閉鎖閾值遲滯

 

分壓器與輸出之間的電阻（圖3）：

 

在分壓器接頭（比較器的正輸入）與電源開關(guān)輸出之間增加一個電阻（R_H）。當(dāng)電源電壓從0 V開始上升時，比較器的正輸入低于V_T，比較器輸出低電平，電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。假設(shè)由于系統(tǒng)負(fù)載，開關(guān)輸出為0 V。因此，將R_H與R_B并聯(lián)，用于計算輸入閾值。上升輸入欠壓閾值為V_T × ((R_B || R_H) + R_T)/(R_B || R_H)，其中：R_B || R_H = R_B × R_H/(R_B + R_H)。高于此閾值時，開關(guān)打開，接通系統(tǒng)電源。為了計算下降輸入欠壓閾值，由于開關(guān)閉合，R_H與R_T并聯(lián)，下降輸入欠壓閾值為：V_T × (R_B + (R_T || R_H))/R_B，其中 R_T || R_H = R_T × R_H/(R_T + R_H)。如果比較器本身存在一定遲滯，則使用上一個等式中的上升或下降比較器閾值代替V_T?；叵胍幌聢D1中的示例，V_T = 1 V且R_T = 10 × R_B，如果不存在比較器遲滯或R_H，則上升和下降閾值為11 V。如圖3所示，增加R_H = 100 × R_B，則上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為10.09 V；也就是說，遲滯為1.01 V。該方法對OVLO無效，因?yàn)檩斎腚娖缴仙龝P(guān)閉電源開關(guān)，從而導(dǎo)致R_H將比較器輸入電平拉低（這樣會再次打開開關(guān)）而不是拉高。

 

連接開關(guān)電阻（圖4）:

 

增加遲滯的另一個方法就是連接可以改變底部電阻有效值的開關(guān)電阻。開關(guān)電阻可以并聯(lián)（圖4a），也可以串聯(lián)（圖4b）。我們來看看圖4a：當(dāng)V_IN為低電平（比如說為0 V）時，比較器的輸出（UV或節(jié)點(diǎn)）為高電平，從而打開N溝道MOSFET M1，并將R_H與R_B并聯(lián)連接。假設(shè)M1的導(dǎo)通電阻與R_H相比可以忽略不計，或可以包含在R_H的值中。上升輸入閾值與圖3中的相同：V_T × ((R_B || R_H) + R_T)/(R_B || R_H)。一旦V_IN高于該閾值，比較器輸出就會變?yōu)榈碗娖剑瑥亩P(guān)閉M1，并斷開R_H與分壓器的連接。因此，下降輸入閾值與圖1中的相同：V_T × (R_B + R_T)/R_B。繼續(xù)我們的示例， V_T = 1 V, R_T = 10 × R_B且 R_H = 100 × R_B，上升輸入閾值為11.1 V，下降閾值為11 V；也就是說，R_H產(chǎn)生了100 mV的遲滯。該方法和下述方法均可用于欠壓或過壓閉鎖，因?yàn)槠溆猛救Q于比較器輸出打開電源開關(guān)的方式（未顯示）。

 

圖4.使用開關(guān)(a)分流電阻或電流和(b)串聯(lián)電阻增加欠壓或過壓閉鎖閾值遲滯

 

圖4b的配置可得出上升輸入閾值為： V_T × (R_B + R_T)/R_B，下降輸入閾值為：V_T × (R_B + R_H + R_T)/(R_B + R_H)。圖4中的R_H = R_B/10 ，因此上升輸入閾值為11 V，下降閾值為10.091 V，也就是說，遲滯為909 mV。這表明，圖4b配置需要一個更小的R_H才能產(chǎn)生更大的遲滯。

 

連接電流源（圖4a）:

 

圖4a的電阻R_H可以使用電流源I_H代替。該方法適用于 LTC4417 和 LTC4418優(yōu)先級控制器。當(dāng)V_IN為低電平時，比較器的高電平輸出使能IH。輸入閾值上升時，比較器的負(fù)輸入為V_T。因此，R_T中的電流為I_H + V_T/R_B得出的上升閾值為：V_T + (I_H + V_T/R_B) × R_T = V_T × (R_B + R_T)/R_B + I_H × R_T。一旦V_IN高于該閾值，比較器的低電平輸出就會關(guān)閉I_H。因此，下降閾值與圖1中的相同：V_T × (R_B + R_T)/R_B，且輸入閾值遲滯為：I_H × R_T。

 

電阻分壓器偏置電流

 

之前的等式假設(shè)比較器輸入端的輸入偏置電流為0，而示例只考慮了電阻比，而未考慮絕對值。比較器輸入同時具有輸入失調(diào)電壓(V_OS)、參考誤差（也可以與V_OS合并），以及輸入偏置電流或漏電流(I_LK)。如果分壓器偏置電流（圖1跳變點(diǎn)處的V_T/R_B）明顯大于輸入漏電流，則零泄漏假設(shè)成立。例如，如果分壓器電流是輸入漏電流的100倍時，漏電流引起的輸入閾值誤差將保持在1%以下。另一種方法是比較漏電流引起的閾值誤差與失調(diào)電壓引起的閾值誤差?？紤]比較器的非理想因素，圖1輸入欠壓閾值等式變?yōu)椋?V_T ± V_OS)× (R_B + R_T)/R_B ± I_LK × R_T （類似于之前的遲滯電流等式），可重寫為： (V_T ± V_OS ± I_LK × R_B × R_T/(R_B + R_T)) × (R_B + R_T)/R_B。輸入漏電流表現(xiàn)為比較器閾值電壓誤差，通過選擇適當(dāng)?shù)碾娮瑁梢员M可能降低該誤差（相對于失調(diào)電壓），也就是， I_LK × (R_B || R_T) < V_OS。

 

舉個例子，LTC4367欠壓和過壓保護(hù)控制器UV和OV引腳的最大漏電流為±10 nA，而UV/OV引腳比較器的500 mV閾值失調(diào)電壓為±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。根據(jù)預(yù)算，±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失調(diào)電壓的一半）漏電流產(chǎn)生的閾值誤差為：R_B || R_T < 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要使用0.5 V比較器閾值設(shè)置11 V輸入欠壓閾值，則要求： R_T = R_B × 10.5 V/0.5 V = 21 × R_B。因此，R_B || R_T = 21 × R_B/22 < 300 kΩ，則R_B < 315.7 kΩ。對于R_B來說，最接近1%的標(biāo)準(zhǔn)值為309 kΩ，得出的RT為6.49 MΩ。跳變點(diǎn)處的分壓器偏置電流為0.5 V/309 kΩ = 1.62 µA，是10 nA漏電流的162倍。為了在不增加比較器輸入漏電流導(dǎo)致的閾值誤差的情況下盡可能降低分壓器電流，這種分析至關(guān)重要。

 

結(jié)論

 

在基于比較器的相同控制電路中，利用電阻分壓器可輕松調(diào)整電源欠壓和過壓閉鎖閾值。電源噪聲或電阻需要閾值遲滯，以防止電源超過閾值時出現(xiàn)電源開關(guān)打開和關(guān)閉顫振。本文介紹了實(shí)現(xiàn)欠壓和過壓閉鎖遲滯的一些不同方法。基本原理是比較器斷路時，在分壓器接頭處會產(chǎn)生一些正反饋。增加或提高保護(hù)控制器IC遲滯時，有些方法取決于比較器輸出或IC輸出引腳的類似信號的可用性。選擇電阻值時，應(yīng)注意避免使比較器的輸入漏電流成為閾值誤差的主要來源。通過電子數(shù)據(jù)表提供所有相關(guān)等式（包括本文中介紹的等式），可供下載。

 

 

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