通用8位MCU

基于微控制器（MCU）的嵌入式設計減少物料清單（BOM）成本和尺寸是首要的設計考慮之一。在帶有開關轉(zhuǎn)換器的8位MCU設計中實現(xiàn)這些設計目標的途徑之一是采用高頻時鐘輸出驅(qū)動這些開關轉(zhuǎn)換器，而不是采用傳統(tǒng)的低頻脈寬調(diào)制（PWM）輸出。這種技術可以減少開關轉(zhuǎn)換器中電感器容量大小，從而降低BOM成本和電路板空間需求。

背景

開關轉(zhuǎn)換器通常在嵌入式系統(tǒng)中被用于有效提升或者降低電壓。這些轉(zhuǎn)換器使用電感器來存儲和傳遞能量到系統(tǒng)中的負載。電感器周期性接通以便把電能轉(zhuǎn)換進電感器的磁場。當電源被關斷時，電感器的能量被傳送到負載。這些轉(zhuǎn)換器通常由PWM信號來控制接通和斷開，并且這一信號特性能夠影響轉(zhuǎn)換器的輸出特性。

例如，下面讓我們來考慮一個升壓型轉(zhuǎn)換器，它是輸出電壓高于輸入電壓的開關轉(zhuǎn)換器。

連續(xù)模式

通常，升壓轉(zhuǎn)換器運行在“連續(xù)”模式。這意味著，轉(zhuǎn)換器中電感器存儲的能量在開關周期之間并未完全釋放（比如：電感器放電流未達到零）。用于確定連續(xù)模式升壓變換器輸出電壓的公式是相當簡單的：

Vo/Vi=1/(1-D)

其中，Vo等于輸出電壓，Vi等于輸入電壓，D等于占空比。在這種情況下，輸出電壓可以通過簡單的改變開關元件的PWM占空比來調(diào)整。然而，該模式有一點需要注意：電感器必須足夠大，以存儲在其充電和放電循環(huán)中系統(tǒng)所需的能量。這意味著開關頻率越慢，電感器充電和放電的時間越長，因此需要更大容量的電感器。當然，電感器容量越大也就越昂貴，所以一般開關轉(zhuǎn)換器設計傾向于更高的開關頻率而不是更低的開關頻率。

然而，更高開關頻率所帶來的好處也有上限。當開關頻率增加時，電路中開關元器件（通常是MOSFET）和電感器內(nèi)的損耗也會增加，因此一旦這些損耗達到限制，那么開關頻率也就達到了上限。

一些8位MCU，例如Silicon Labs的C8051和EFM8器件，有能力使用片內(nèi)可編程計數(shù)器陣列（PCA）模塊產(chǎn)生可變占空比的PWM輸出，這意味著它們能夠很好的驅(qū)動運行于連續(xù)模式下的升壓轉(zhuǎn)換器。然而，最大的PWM頻率通常低至95.7kHz（最快內(nèi)部振蕩器通常為24.5MHz，然后被256分頻后用于8位PWM），按照開關轉(zhuǎn)換器標準來看這是相當慢的。這也意味著，通常用于控制連續(xù)模式下開關轉(zhuǎn)換器的8位MCU需要相對容量加大、且昂貴的電感器。

例如，我們假設下面的設計需求：

Vin = 3V Vout = 12V Iout = 20mA 開關頻率 = 95.7kHz

為了在75%占空比下運行開關轉(zhuǎn)換器，我們需要147µH的電感器。

非連續(xù)模式

連續(xù)模式的替代模式是“非連續(xù)”模式，其中電感器電流在開關循環(huán)的放電周期中被允許完全釋放。這種方法會使輸出公式復雜化：

Vo/Vi=1+（（Vi.（D^2）.T）/2LIo）

其中，L是電感值，Io是輸出電流，T是開關周期（開關頻率的倒數(shù)）。正如你所看到的，該公式更復雜，同時它仍然包含占空比作為依賴項，而且它引入了額外的依賴項，甚至采用固定占空比時，我們也能夠使用它生成預期的輸出。例如，所有的其他條件不變，如果我們成比例的降低T和電感器容量L，那么輸出特性將保持不變。這意味著我們可以使用任意的占空比，然后增加開關頻率以減小電感器容量大小和成本。

此外，在這種模式下PCA有一有用特性：頻率輸出生成。在這種模式下，能夠產(chǎn)生50%占空比的頻率輸出，在正常條件最大能夠達到SYSCLK的一半或者12.25MHz。由于之前提及的開關損耗的因素，開關轉(zhuǎn)換器通常不會運行于如此高的頻率，典型的運行頻率范圍在100kHz至4MHz。在更合理的3.062MHz開關頻率下（24.5MHz SYSCLK被8分頻），我們能夠重做之前的示例，這一次使用非連續(xù)模式，并且采用50%的固定占空比：

Vin = 3V Vout = 12V Iout = 20mA 開關頻率 = 3.062MHz 占空比 = 50%

這一次，所需要的電感器大小減小到2.04uH 。在相同輸出特性條件下，這僅是連續(xù)模式下PWM示例中所需電感容量大小的1/72。

除了電感容量~2.2 µH對比~150µH之外，其他方面也具可比性：

SRN4026-151M : 150 µH, 220mA: $0.18 @1000 : 4mm x 4mm MLZ2012A2R2M : 2.2 µH, 210mA: $0.058 @1000 : 2mm x 1.25mm

正如你所看到的，這一更小容量的電感導致BOM成本減小了12.2美分，或減少68%。封裝面積也減小了11.5mm^2或72%。

示例電路和固件

作為概念證明，我們已經(jīng)開發(fā)了相關的電路和固件。在前面的例子中，電路的特征是靜態(tài)。只要輸入電壓為3V，負載在12V下持續(xù)消耗20mA電流，那么MCU僅需要輸出一個3.062MHz方波給開關電路，保持穩(wěn)定的輸出。如果負載在12V下的耗電流小于20mA，那么輸出電壓將連續(xù)增加直至達到平衡。由于沒有任何形式的反饋機制，如果負載變化，我們不能確定輸出電壓。

如圖1中的電路，電壓分壓器允許MCU去測量輸出電壓，因此形成反饋回路，這使得我們能夠在運行時調(diào)整輸出的行為。調(diào)整輸出電壓能夠通過這樣的方式：在輸出電壓太高時禁止頻率輸出，當輸出電壓太低時重新使能它。此外，一個仿真負載由R4和LED構建，并被連接到電壓輸出上：


固件針對EFM8BB1 MCU而寫，但是只要具有PCA模塊和帶窗口比較特性的模數(shù)控制器（ADC），它可以移植到任意8位MCU上。PCA配置輸出通道0到P0.1引腳，輸出頻率3.062MHz。ADC配置在P0.3引腳，采樣率300kHz，使用定時器3溢出來觸發(fā)轉(zhuǎn)換。ADC也被配置為使用窗口比較特性，僅僅當ADC采樣值落入預期的電壓范圍之外時才觸發(fā)中斷。所有配置完成后，整個反饋環(huán)路被包含在ADC中斷處理函數(shù)（ISR）中：

SI_INTERRUPT (ADC0WC_ISR, ADC0WC_IRQn)

{ uint16_t sample;

//清除窗口比較中斷標志位
ADC0CN0_ADWINT = 0;

//存儲ADC采樣值
sample = ADC0;

if (sample > MAX_COUNTS)
{
    //禁止PWM
    P0MDOUT &= ~P0MDOUT_B1__BMASK;

    //設置LT值，清除GT值
    ADC0LT = MIN_COUNTS;
    ADC0GT = 0xFFFF;
}
else if (sample < MIN_COUNTS)
{
    //使能PWM
    P0MDOUT |= P0MDOUT_B1__PUSH_PULL;

    //設置GT值，清除LT值
    ADC0LT = 0;
    ADC0GT = MAX_COUNTS;
}
}

如果ADC測量值大于ADC0GT值或者小于ADC0LT值，那么中斷被觸發(fā)。如果測量值在這個范圍內(nèi)，那么不會發(fā)生任何事情。一旦進入ISR，如果測量值超過了預期的最大值，那么頻率輸出被禁止。如果它小于預期值，那么頻率輸出被重新使能。通過把端口配置為開漏模式輸出而被有效禁止，因此引腳被電阻器R1拉低，進而關閉MOSFET Q1。

ADC代碼中定義的MAX_COUNTS代表9.5V，MIN_COUNTS代表8.5V。這有效的限制輸出電壓在8.5-9.5V。

如圖2，示波器圖像顯示了采用該代碼的電路輸出信號。


通道1是輸出電壓。通道2是施加到電路BOOST引腳的頻率輸出。正如你所看到的，當電壓低于8.5V時，固件激活頻率輸出；當電壓大于9.5V時，頻率輸出被禁止。

在實踐中，使用窗口比較模式的ADC需要極少的CPU開銷。在我們的測量電路中，CPU在ISR中大約僅有12 µs的活躍時間，每8.9ms兩次?？偟腃PU開銷大約是0.14%。減小輸出電容導致需要更高頻率更新，即輸出電壓需要更少時間充電到最大限值，最少時間放電到最小限值。

如圖3，它是BOOST引腳連接到MCU的電路：


如圖4，它是BOOST引腳斷開時的電路：


在這種情況下，輸出電壓會下降至Vin，這時不能達到點亮LED所需的要求。

總結(jié)

開關轉(zhuǎn)換器通常被用于嵌入式應用中，去有效轉(zhuǎn)換電壓到其他值。這些開關轉(zhuǎn)換器經(jīng)常通過帶有可變占空比的PWM信號去控制轉(zhuǎn)換器的輸出特性。然而，對于大多數(shù)MCU來說，生成可變占空比PWM信號的能力被限制在相對的低頻率，因此需要使用更大的電感器。作為替代，高頻、固定占空比的時鐘頻率輸出能夠顯著降低電感器容量大小，減少BOM成本和電路板空間需求。

文章來源于電子技術設計。


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