- RC緩沖電路設計
- 帶RC緩沖的正激變換器主電路設計
- 電容C限制了集電極電壓的上升速度
- 電容C的大小不僅影響集電極電壓的上升速度，而且決定了電阻R上的能量損耗
在帶變壓器的開關電源拓撲中，開關管關斷時，電壓和電流的重疊引起的損耗是開關電源損耗的主要部分，同時，由于電路中存在雜散電感和雜散電容，在功率開關管關斷時，電路中也會出現(xiàn)過電壓并且產生振蕩。如果尖峰電壓過高，就會損壞開關管。同時，振蕩的存在也會使輸出紋波增大。為了降低關斷損耗和尖峰電壓，需要在開關管兩端并聯(lián)緩沖電路以改善電路的性能。
緩沖電路的主要作用有：一是減少導通或關斷損耗；二是降低電壓或電流尖峰；三是降低dV／dt或dI／dt。由于MOSFET管的電流下降速度很快，所以它的關斷損耗很小。雖然MOSFET管依然使用關斷緩沖電路，但它的作用不是減少關斷損耗，而是降低變壓器漏感尖峰電壓。本文主要針對MOSFET管的關斷緩沖電路來進行討論。
1RC緩沖電路設計
在設計RC緩沖電路時，必須熟悉主電路所采用的拓撲結構情況。圖l所示是由RC組成的正激變換器的緩沖電路。圖中，當Q關斷時，集電極電壓開始上升到2Vdc，而電容C限制了集電極電壓的上升速度，同時減小了上升電壓和下降電流的重疊，從而減低了開關管Q的損耗。而在下次開關關斷之前，C必須將已經充滿的電壓2Vdc放完，放電路徑為C、Q、R。
假設開關管沒帶緩沖電路，圖1所示的正激變換器的復位繞組和初級繞組匝數(shù)相同。這樣，當Q關斷瞬間，儲存在勵磁電感和漏感中的能量釋放，初級繞組兩端電壓極性反向，正激變換器的開關管集電極電壓迅速上升到2Vdc。同時，勵磁電流經二極管D流向復位繞組，最后減小到零，此時Q兩端電壓下降到Vdc。圖2所示是開關管集電極電流和電壓波形?？梢?，開關管不帶緩沖電路時，在Q關斷時，其兩端的漏感電壓尖峰很大，產生的關斷損耗也很大，嚴重時很可能會燒壞開關管，因此，必須給開關管加上緩沖電路。
當開關管帶緩沖電路時，其集電極電壓和電流波形如圖3所示(以正激變換器為例)。
[page]在圖1中，當Q開始關斷時，其電流開始下降，而變壓器漏感會阻止這個電流的減小。一部分電流將繼續(xù)通過將要關斷的開關管，另一部分則經RC緩沖電路并對電容C充電，電阻R的大小與充電電流有關。
Ic的一部分流進電容C，可減緩集電極電壓的上升。通過選取足夠大的C，可以減少集電極的上升電壓與下降電流的重疊部分，從而顯著降低開關管的關斷損耗，同時還可以抑制集電極漏感尖峰電壓。
圖3中的A-C階段為開關管關斷階段，C-D為開關管導通階段。在開關管關斷前，電容C兩端電壓為零。在關斷時刻(B時刻)，C會減緩集電極電壓的上升速度，但同時也被充電到2Vdc(在忽略該時刻的漏感尖峰電壓的情況下)。
電容C的大小不僅影響集電極電壓的上升速度，而且決定了電阻R上的能量損耗。在Q關斷瞬間，C上的電壓為2Vdc，它儲存的能量為0．5C(2Vdc)2焦耳。如果該能量全部消耗在R上，則每周期內消耗在R上的能量為：
對限制集電極上升電壓來說，C應該越大越好；但從系統(tǒng)效率出發(fā)，C越大，損耗越大，效率越低。因此，必須選擇合適的C，使其既能達到一定的減緩集電極上升電壓速度的作用，又不至于使系統(tǒng)損耗過大而使效率過低。
在圖3中，由于在下一個關斷開始時刻(D時刻)必須保證C兩端沒有電壓，所以，在B時刻到D時刻之間的某時間段內，C必須放電。實際上，電容C在C-D這段時間內，也可以通過電阻R經Q和R構成的放電回路進行放電。因此，在選擇了一個足夠大的C后，R應使C在最小導通時間ton內放電至所充電荷的5％以下，這樣則有：
式(1)表明R上的能量損耗是和C成正比的，因而必須選擇合適的C，這樣，如何選擇C就成了設計RC緩沖電路的關鍵，下面介紹一種比較實用的選擇電容C的方法。
事實上，當Q開始關斷時，假設最初的峰值電流Ip的一半流過C，另一半仍然流過逐漸關斷的Q集電極，同時假設變壓器中的漏感保持總電流仍然為Ip。那么，通過選擇合適的電容C，以使開關管集電極電壓在時間tf內上升到2Vdc(其中tf為集電極電流從初始值下降到零的時間，可以從開關管數(shù)據手冊上查詢)，則有：
因此，從式(1)和式(3)便能計算出電容C的大小。在確定了C后，而最小導通時間已知，這樣，通過式(2)就可以得到電阻R的大小。
2帶RC緩沖的正激變換器主電路設計
2．1電路設計
圖4所示是一個帶有RC緩沖電路的正激變換器主電路。該主電路參數(shù)為：Np=Nr=43匝。Ns=32匝，開關頻率f=70kHz，輸入電壓范圍為直流48～96V，輸出為直流12V和直流0．5A。
[page]開關管Q為MOSFET，型號為IRF830，其tf一般為30ns。
Dl、D2、D3為快恢復二極管，其tf很小(通常tf=30ns)。
本設計的輸出功率P0=V0I0=6W，假設變換器的效率為80％，每一路RC緩沖電路所損耗的功率占輸出功率的1％。這里取Vdc=48V。
2．2實驗分析
下面分兩種情況對該設計進行實驗分析，一是初級繞組有緩沖，次級無緩沖；二是初級無緩沖，次級有緩沖。
(1)初級繞組有緩沖，次級無緩沖
該實驗測量的是開關管Q兩端的漏源電壓，實驗分以下兩種情況：
第一種情況是RS1=1．5kΩ，CS1不定，輸入直流電壓Vdc為48V。
其實驗結果為：在RS1不變的情況下，CSl越大，雖然開關管Q的漏感尖峰電壓無明顯降低，但它的漏源電壓變得平緩了，這說明在初級開關管的RC緩沖電路中，CSl應該選擇比較小的值。
第二種情況是CSl=33pF，RS1不定，輸入直流電壓Vdc為48V。其結果是：當CS1不變時，RS1越大，開關管Q的漏感尖峰電壓越大(增幅比較小)。
可見，RC緩沖電路中，參數(shù)R的大小對降低漏感尖峰有很大的影響。在選定一個合適的C，同時滿足式(2)時，R應該選擇比較小的值。
(2)次級繞組有緩沖，初級無緩沖
本實驗以D2、D3的陰極作為公共端來測量快恢復二極管的端壓，其結果是，當R不變時，C越大，二極管兩端的漏感尖峰越小。同時理論上，如果C為無窮大時，二極管兩端的電壓中就沒有漏感尖峰。而在實際中，只需讓二極管兩端電壓的漏感尖峰電壓在其端壓峰值的30％以內就可以滿足要求了，這樣同時成本也不會太高。
2．3設計參數(shù)的確定
通過實驗分析可見，在次級快恢復二極管的RC緩沖電路中，當選擇了適當大小的電容C時，在滿足式(2)的情況下，電阻R應該選擇得越小越好。
最終經過實際調試，本設計選擇的RC緩沖電路參數(shù)為：
初級：RS1=200，CSl=100pF
次級：RS2=RS3=5l，CS2=CS3=1000pF
本設計的初級開關管的RC緩沖電路中的C值雖然選得稍微比計算值大一些，但損耗也不是很大，因此還是可以接受的。相對初級而言，次級快恢復二極管的RC緩沖電路中的C值就選得比計算值大得多，系統(tǒng)的損耗必然增大。但是，并聯(lián)在快恢復二極管兩端的RC緩沖電路主要是為了改善系統(tǒng)輸出性能，因此選擇比較大的C值雖然會使系統(tǒng)的整體效率降低，但二極管兩端的漏感尖峰就減小了很多，而且輸出電壓的紋波也可以達到指定要求。
根據以上給出的公式，可以很好而且很方便地選擇出合適的RC緩沖電路。但是在工程應用中，應該根據系統(tǒng)設計的性能指標，通過實際調試才能得到真正合適的參數(shù)。有時候，為了達到系統(tǒng)的性能指標，犧牲一定的效率也是必要的?？傊?，在設計RC緩沖電路參數(shù)時，必須綜合考慮系統(tǒng)性能和效率，最終選擇合適的RC參數(shù)。
